物理帧中前导符号的接收处理方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及无线广播通信技术领域，特别涉及一种物理帧中前导符号的接收处理 方法。
【背景技术】
[0002] 通常为了使OFDM系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，OFDM系统必 须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于OFDM系统对载波的频偏非常 敏感，OFDM系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精 确的估计和纠正。
[0003] 目前，OFDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实 现的。前导符号是OFDM系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的 开始（命名为Pl符号），在每个物理帧内只出现一个Pl符号或连续出现多个Pl符号，它标 志了该物理帧的开始。Pl符号的用途包括有：
[0004] 1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；
[0005] 2)提供基本传输参数（例如FFT点数、帧类型信息等），以使接收端可以进行后续 接收处理；
[0006] 3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步；
[0007] 4)紧急警报或广播系统唤醒。
[0008] DVB_T2标准中提出了基于CAB时域结构的Pl符号设计，较好地实现了上述功能。 但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1〇24、542、或者482个符号的长多 径信道时，利用CAB结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频 偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，例如长多径时，DBPSK差分解码也可能 会失效。而且，由于DVB_T2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构 组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。
【发明内容】
[0009] 本发明解决的问题是目前DVB_T2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择 性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。
[0010] 为解决上述问题，本发明实施例提供了 一种物理帧中前导符号的接收处理方法， 包括如下步骤：对接收到的数字信号进行处理以得到基带信号；判断所述基带信号中是否 存在期望接收的前导符号，其中，所述期望接收的前导符号是以时域OFDM符号为主体，其 前部具有循环前缀、其后部具有调制信号的时域结构；在上述判断结果为是的情况下，确定 该前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息。
[0011] 与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：
[0012] 判断接收到的基带信号（对接收到的物理帧经过处理后得到）是否存在期望接收 的前导符号，其中，前导符号是以时域OFDM符号为主体，其前部具有循环前缀、其后部具有 调制信号的时域结构。并在判断结果为是的情况下，确定前导符号在物理帧中的位置并解 出该前导符号所携带的信令信息，从而依照信令信息的指示解码后续数据帧的信息。
[0013] 利用时域OFDM符号的调制信号与时域OFDM符号的结构保证了在接收端利用延迟 相关可以得到明显的峰值。并且，时域OFDM符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干 扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长 度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。
[0014] 进一步地，前导符号中的时域OFDM符号对应的频域OFDM符号包括：有效子载波和 零序列子载波，其中零序列子载波位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载 波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列。通过这样特定 的频域结构设计，其中固定序列可以作为物理帧中的导频，从而便于接收端对接收到的物 理帧中前导符号进行解码解调。
【附图说明】
[0015] 图1是本发明的一种物理帧中前导符号的CAB结构示意图；
[0016] 图2是本发明的一种传输信令信息的前导符号的CAB结构示意图；
[0017] 图3是本发明的一种物理帧中前导符号的接收处理方法的【具体实施方式】的流程 示意图。
【具体实施方式】
[0018] 发明人发现目前DVB_T2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择性衰落信 道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。
[0019] 针对上述问题，发明人经过研究，提供了物理帧中前导符号的接收处理方法。该方 法基于前导符号的时域波形的特性，利用时域OFDM符号的调制信号与时域OFDM符号的结 构保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。并且，时域OFDM符号的调制信号可 以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道， 或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。
[0020] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明 的【具体实施方式】做详细的说明。
[0021] 如图1所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的CAB结构示意图。参考图1，A 段表示时域OFDM符号，C段表示循环前缀，B段表示调制信号。
[0022] 时域OFDM符号是发送端对频域OFDM符号作离散傅里叶反变换后得到的。例如， 对PlJC 1作离散傅里叶反变换后得到时域OFDM符号：
其中，M为有效非零子载波的个数。
[0024] 从所述时域OFDM符号截取循环前缀长度的时域OFDM符号作为循环前缀，所述循 环前缀长度等于或者小于时域OFDM符号的长度。所述确定循环前缀长度是根据无线广播 通信系统通常需要对抗的多径长度、系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长 度以及时域结构传输信令的比特数中的任一种或多种因素来确定。如果仅需要在频域结构 传输信令，而时域结构固定且无需传输信令，则仅需考虑需要对抗的多径长度、系统在最低 接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度其中之一或者之二。通常，循环前缀的长度越 长，对抗长多径的性能越好，且循环前缀的长度和调制信号长度越长，其延迟相关的峰值越 鲁棒。通常，循环前缀的长度和调制信号长度需大于等于系统在最低接收门限时能得到鲁 棒相关峰值的最小长度。
[0025] 基于上述截取的所述循环前缀长度的时域OFDM符号生成调制信号。
[0026] 在实际应用中，可以通过设置一个频偏序列，然后将所述循环前缀长度的时域 OFDM符号或者部分所述循环前缀长度的时域OFDM符号乘以所述频偏序列以得到所述调制 信号。
[0027] 设Nep为确定的循环前缀长度、LenB为调制信号长度。
[0028] 频偏序列为
，其中fSH可选取为时域OFDM符号对应的频域子载 波间隔（即1/NAT)，其中T为采样周期，Na为时域OFDM符号的长度。在本实例中，凡为1024， 取fSH= 1/1024T。在其他实例中，为了使相关峰值尖锐，fSH也可以选择为V(LenBT)。当 LenB = Ncp 时，fSH = 1/NCPT。比如 LenB = Ncp = 512 时，fSH = 1/512T。
[0029] 在其他实施例中，M(t)也可以被设计成其他序列，如m序列或一些简化的窗序列 等。
[0030] 该部分时域OFDM符号的调制信号为P1_B (t)，P1_B (t)是通过该部分时域OFDM符 号乘以频偏序列M(t)得到，即Pl_B(t)为：
其中，Nl为选择复制给调制信号段 的起点对应的时域OFDM符号的采样点序号。
[0032] 调制信号长度由系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度来确定。 通常调制信号长度大于等于该最小长度。设N a为时域OFDM符号的长度，设时域OFDM符号 的采样点序号为〇, 1，~NA-1.设Nl为选择复制给调制信号段的起点对应的时域OFDM符号 的采样点序号，N2为选择复制给调制信号段的终点对应的时域OFDM符号采样点序号。其 中，
[0033] N2 = Nl+LenB-l
[0034] 为了便于描述，将时域OFDM符号分成2部分，第一段是未截取作为循环前缀的部 分时域OFDM符号（一般为该时域OFDM符号的前部），第二段是截取作为循环前缀的部分时 域O