一种无源互调信号时延、频率和相位估计装置与方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种无源互调信号时延、频率和相位估计装置与方法，属于无线通信、 卫星通信及地面通信系统的信号处理技术领域，尤其属于全双工通信系统技术领域。
【背景技术】
[0002] 无源互调（PassiveIntermodulation，简称PIM)指，包含两个或两个以上频率成 分的信号通过无源器件（如双工器、隔离器、同轴电缆、连接器、天线、负载等）时产生除谐 波外新频率成分的一种现象。尽管线性是无源器件所表现出的基本特性，但研究和实验表 明无源器件也具有微弱的非线性，尤其是在大功率情况下。无源互调现象早在上世纪70年 代就被发现，广泛存在于通信系统中，难以完全消除。随着通信系统性能指标的不断提高以 及无线通信应用不断增加带来频谱资源的日益紧张，使得无源互调在通信领域越来越引起 人们的重视。
[0003]目前对无源互调的研究主要集中在测量方法上，且仅限于双音或多音信号引起的 无源互调。对无源互调信号的估计仅停留在频率和幅度的估计。而实际通信系统中的无源 互调信号由调制信号引起，目前尚无相关的估计方法研究。对通信系统无源互调信号的估 计方法研究至关重要，可用于无源互调信号的检测与对消。本发明针对双载波调制信号引 起的无源互调干扰信号，提供了时延、频率和相位估计方法，该方法基于数字信号处理，易 于实现和移植。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的在于进一步降低系统复杂度和提升准确度，提出用于无源互调信号 的检测与对消的一种无源互调信号时延、频率和相位估计装置与方法。
[0005] 本发明的一种无源互调信号时延、频率和相位估计装置与方法，包括一种无源互 调信号时延、频率和相位估计装置与一种无源互调信号时延、频率和相位估计方法两部 分；
[0006] 本发明的一种无源互调信号时延、频率和相位估计装置，包括信号源1、信号源2、 对应于相应信号源的功率放大器1、功率放大器2、合路器、无源被测件、低P頂接收带通滤 波器、低噪声放大器、正交下变频器1、正交下变频器2、正交下变频器3、低通滤波器1、低通 滤波器2、低通滤波器3、ADC1、ADC2、ADC3以及处理模块；
[0007] 其中，所述的处理模块具体又包括非线性映射、相关运算、搜索峰值位置、补偿延 时和频偏以及计算相位五部分；
[0008] 本发明一种无源互调信号时延、频率和相位估计装置，其连接关系如下：
[0009] 信号源1及信号源2分别连接正交下变频器1和正交下变频器2,正交下变频器1 和正交下变频器2再连接低通滤波器1和低通滤波器2,低通滤波器1和低通滤波器2再连 接ADC1和ADC2,ADC1和ADC2连接入处理模块中的非线性映射；信号源1连接功率放大器 1，信号源2连接功率放大器2 ;功率放大器1和功率放大器2接入合路器，合路器与无源被 测件连接，无源被测件接入低PM接收带通滤波器，低PM接收带通滤波器接入低噪声放大 器，低PM接收带通滤波器连接低噪声放大器，低噪声放大器连接正交下变频器3,正交下 变频器3连接低通滤波器3,低通滤波器3连接ADC3，ADC3连接处理模块中的相关运算，处 理模块中的非线性映射接入相关运算，相关运算的输出接入搜索峰值位置，搜索峰值位置 输出接入补偿延时和频偏，补偿延时和频偏的输出接入计算相位；
[0010] 本发明的一种无源互调信号时延、频率和相位估计方法，具体步骤如下：
[0011] 步骤一、对双载波调制信号Si(t)和s2(t)，分别进行正交下变频和低通滤波得到 对应的I、Q两路基带信号Ii(t),Qi(t),I2(t)和Q2(t)，双载波调制信号的中心频率分别为 ωι=2jlfjpω2= 2 3if2，经过模数转换（ADC)数字采样后进行后续信号处理；
[0012] 其中，所述的Si(t)和S2(t)分别对应一种无源互调信号时延、频率和相位估计装 置中的信号源1和信号源2的输出；信号源1输出Sdt)的载波频率为0^=231^，信号源 2输出S2(t)的载波频率为ω2= 2πf2,Si(t)经正交下变频器1以及低通滤波器1得到I、 Q两路基带信号Mt)和仏(〇,S2(t)经正交下变频器2以及低通滤波器2得到I、Q两路 基带信号I2(t)和％(〇,IJt)和仏(〇经ADC1模数转换输出入处理模块，I2(t)和％(〇 经ADC2模数转换输出入处理模块；
[0013] 步骤二、根据数论理论，计算落入低P頂接收带通滤波器中，低P頂接收带通滤波 器接收频带的PIM中心频率0。=ρωi+qcOjj，其中P、q均为整数，PIM阶次n=|p| + |q|，n 一般为奇数，对无源被测件经低P頂接收带通滤波器及低噪声放大器输出的包含P頂的接 收信号进行正交下变频，本振频率为ω。，得到I、Q两路基带信号I(t)和Q(t);
[0014] 其中，t为时间变量，所述的无源被测件的输入为Si(t)和S2(t)分别经功率放大 器1和功率放大器2再经过合路器的输出，无源被测件输出再进入低P頂接收带通滤波器， 低PM接收带通滤波器再经低噪声放大器送入本振频率为ω。的正交下变频器3,再经低通 滤波器3及ADC3输出I、Q两路基带信号I(t)和Q(t);
[0015] 步骤三、将步骤一及步骤二输出进行相关运算，具体如下：
[0016] 3. 1利用步骤一的结果计算中心频率为ω。的n阶P頂基带信号⑷； 再基于幂级数模型，计算中心频率为ω。的n阶P頂信号：
[0017]
[0018]其中，Θ⑴=ρΘJtHqΘ2(t)，Θ丨⑴和Θ2(t)分别对应Sjt)和S2(t)的初 始相位u和1为正整数，其中的！为阶乘运算；当 乂 ...y .''卜 1 -
\ ^ Π - (u+1)为奇数时，载波可化为sin形式，（u+1)为偶数时，载波可化为cos形式，上式可以写 为：
[0019]
(2)
[0020] 式（2)具有正交调制信号的表示形式；
[0021] Pim(t，ω。）为无源被测件输出经低P頂接收带通滤波器输出的估计结果；
[0022] 3. 2由（2)可得两路正交调制信号经过非线性器件产生的P頂干扰信号同样具有 正交调制的信号特性，其I、Q两路基带信号可由（1)式计算得出，其采样点 可表示为和
[0023] 其中，步骤3.2中I、Q两路采样点岣啲估计过程在处理模块中的 非线性映射中完成；
[0024] 步骤四、ADC3对低通滤波器3对步骤二输出的两路基带I(t)和Q(t)信号进行采 样，得到I(k)和Q(k)，并分别与步骤3. 2估计出的PIM基带信号^,"0；)和0_ 目关累 加，得到 4 路相关值：r" (m-τ)、rQI (m-τ)、rIQ (m-τ)和;rQQ (m-τ);
[0025] 其中，(m_τ)是I路|、/i)和I路I(k)彳目号的互相关彳目号；rQI (m_τ)是Q路 ⑷和I路"I(k)?目号·的相I关?目号；rici(m_τ )是I路??.,"⑷和Q路Q(k)?目号的相I关十目 号；r^m-T)是〇路1.,"_和Q路Q(k)信号的互相关信号；其中，m为相关变量，τ为时 延的量化值，上述4路相关信号可以表示为：
[0026]
[0027]
[0028]
[0029]
[0030] 上述所述的此4路信号的相关过程在处理模块中的相关运算中完成；
[0031] 步骤五、将步骤四的4路相关值进行平方求和得到R2(m_T，Af)，其中，Af为系 统频偏，整个过程在处理模块中的搜索峰值位置中完成；
[0032] 经理论推导可知，
[0033]
[0034] 其中，r"、rQI、:rIQ和rQQ分别是步骤四中r" (m-τ)、rQI (m-τ)、rIQ (m-τ)和 rQQ(m_T)的简写，〇c符号的含义是左右两端成正比例，exp( ·)为指数函数，δ())为狄拉 克函数，在除了零以外的点函数值都等于零，而其在整个定义域上的积分等于1。因此，不考 虑频偏时，m=τ时可获得峰值，即峰值点位置对应了时延值；不考虑时延时，R2与△f的 关系具有sine函数的形式且最大值对应△f= 0的情形。故可利用R2对时延和频偏进行 二维估计，得到频偏Af与时延τ，进而将频偏Af与时延τ从处理模块输出；
[0035] 步骤六、对ΡΙΜ基带信号估计值和的时延和频偏进行补偿，得到新 的