例如，如果已发现在第一调制模式下所测量的信号质量足以支持第二调制模式。则可推断出，衡器类型之间的切换可能不会造成重大损失。
[0054]然而，如果第二信道均衡特性与第一信道均衡特性显著不同，由于匹配这两个特性的尝试似乎是行不通的，则可表明第二均衡器不能充分均衡信道。例如，这可能由于传输信道中的延迟扩展超出了第二类型均衡器均衡信道的能力，也可能由于抽头延迟线中的若干抽头不足或由于抽头延迟线中的一些延迟不足。在这种情况下，可决定不再继续选择第二调制模式作为部分自适应调制过程。例如，即使已发现在第一调制模式中测量的信号质量足以支持所述第二调制模式，但是可推断出均衡器类型的切换可能会造成重大损失，因此可禁止选择第二调制模式。
[0055]第二信道均衡特性与第一信道均衡特性之间的测量值的差可包括表示第二信道均衡特性和第一信道均衡特性之间的最小均方误差估计的差值的数据。如上文中已经提到的，由于该测量值会涉及均方误差估计，则该测量值可被确定为从第一信道均衡特性确定第二信道均衡特性的一部分。通常，测量值可以是标准化估计误差。
[0056]如上文所述，可使用在第一调制模式中测量的信号质量的测量值(例如，确定在第二收发器处接收的第一信号的质量)结合第二信道均衡特性和第一信道均衡特性之间的测量值的差确定是否应选择第二调制模式。信号质量的测量值可以是向量误差的测量值，也就是说，是接收的信号的向量和预期的调制状态之间的误差的估计。该向量误差可确定为解调和解码处理的一部分，其中，确定所接收的向量预期表示哪种调制状态(例如，载波或子载波的正交幅度调制(QAM)或脉冲幅度调制(PAM)状态)。接收的信号的向量和已被确定表示调制状态之间的差可被称为向量误差(vector error)，并可被假设为噪音、干扰和/或失真的测量。向量误差可表明预期的误码率；预期较大的向量误差可导致更大的误码。
[0057]第二调制模式作为自适应调制控制的选择的一部分可以是至少部分根据向量误差的估计和第二信道均衡特性与第一信道均衡特性之间的测量值的差的总和，例如，将总和与预设的阈值进行比较。考虑到均衡器特性和其它可能影响信号质量的因素(例如信号与干扰噪音和失真的比)的影响，可确定所述阈值，从而可预期第二调制模式中可接收的误码率。
[0058]图2示出了执行比较0FDM和SC均衡器特性的功能块24，其可与自适应调制控制功能块22连接并为该自适应调制控制功能块22提供第二信道均衡特性和第一信道均衡特性之间的测量值的差。还为该自适应调制控制功能块22提供向量误差的测量值，该自适应调制控制功能块22经由从第二收发器4到第一收发器2的无线电链路，控制第一收发器2的0FDM/SC调制器26。可执行功能块自适应调制控制和一个来自其它均衡器(例如通过信号处理器)的推导进行比较。
[0059]在一个可替换的实施方式中，自适应调制控制功能块22可经由数据链路(例如不包括无线电链路的陆上线路)控制0FDM/SC调制器26。这对于从发生器到接收器的单向无线电链路来说也是这样。在本发明的实施方式中，图2中参考标号2表示的装置可被称为发射器，并且图2中通过参考数字4表示的设备可被称为接收器。
[0060]图3示出了接收单载波调制模式的情形，并对是否选择0FDM调制模式做出自适应调制决策。图2和图3两者表示相同的收发器，但表示不同的操作方式。从图3可看出，当考虑从SC模式切换到0FDM模式时，可能存在不需要执行0FDM和SC均衡器特性的比较的情况，通常认为，0FDM模式可提供比由SC均衡器提供的均衡器的特性更具多路径容忍度的均衡器特性。在这种情况下，若该向量误差高于用于SC操作的可接收的阈值，则足以监测SC模式中的向量误差，以及切换到合适的容忍向量误差的0FDM模式。然而，0FDM均衡器不一定比SC均衡器具有更多路径容忍度，并且因此，可存在本发明的一种实施方式，其中，可使用第二信道均衡特性和第一信道均衡特性之间的测量值的差，决定是否从SC模式切换到(FDM模式。
[0061]在本发明的一些实施方式中，第一调制模式、第二调制模式可以是在其均衡器之间存在差值的任意方式。因此，例如，可采用具有基于不同数量的导频音(pilot tones)的均衡器的两种0FDM模式，或采用具有不同数量的抽头的均衡器的两种SC模式。例如，第一类型0FDM均衡器可使用第一数量的导频音，并具有优于使用少数导频音的第二类型0FDM均衡器的均衡能力。
[0062]替代使用向量误差或者除了使用向量误差外，使用已接收信号质量的其它测量值做出自适应调制的决策。例如，可结合第二信道均衡特性和第一信道均衡特性之间的测量值的差来测量误比特率，从而决定是否从第一调制模式(例如0FDM模式)切换到第二调制模式(例如SC模式)。
[0063]图4示出了可运行于0FDM模式或SC模式下的调制器的实施方式的示例。在本示例中，模式间的普通前向纠错(FEC)引擎的重复使用是可行的。在0FDM模式中，数据(例如从第一收发器发送到第二收发器的有效载荷数据)从数据成帧器反馈至FEC编码器和映射器28，并且随后被传送至发送快速傅里叶变换(FFT)块32，并且随后经由发送插值滤波器34传送至发送链路的数模转换器(DAC)。在SC模式中，FEC编码器和映射器28的输出连接到根升余弦滤波器30而不是快速傅里叶变换块，并且根升余弦滤波器30的输出通过发送插值滤波器34连接到发送链路的数模转换器(DAC)。
[0064]图5示出了可工作在0FDM或SC模式下的解调器的实施方式的示例。并且，模式间的前向纠错(FEC)引擎的重复使用是可行的。在0FDM模式中，来自接收链路的信号在模数(A/D)转换器中被转换成数字形式，并且被传递至接收抽取滤波器36，并且随后经由接收FFT 38和0FDM均衡器14被传送至FEC解码器40。解调后的数据被输出到解帧器。在SC模式中，来自接收抽取滤波器36的输出被传递至单载波均衡器20而不是被传递至接收FFT 38，并且随后传递至FEC解码器40。
[0065]图6示出了本发明的实施方式可采用第一收发器2和第二收发器4之间的2*2多输入多输出(MHTO)点对点无线电链路进行实施。示出了双向链路，其中，第一收发器2的发射器42经由第一收发器的第一天线50和第二天线52发送数据到第二收发器的第一天线54和第二天线56，该第一天线54和第二天线56连接到第二收发器的接收器44。并且第二收发器4的发射器48经由第二收发器的第一天线54和第二天线56发送数据到第一收发器的第一天线50和第二天线52，该第一天线50和第二天线52连接到第一收发器的接收器46。
[0066]可以看出，每个发射器用一对0FDM/SC调制器26a、26b ;26c、26d，以及发送链路8a,8b ；8c和8d示出，并且每个接收器用一对0FDM/SC调制器18a、18b ;18c、18d以及接收链路 10a、10b ;10c、10d 示出。
[0067]在图6的布置中，可以与图2和图3所描述的有关的类似的方式应用自适应调制。一对调制器由自适应调制控制器控制，并且第二信道均衡特性和第一信道均衡特性之间的测量值的差可基于每对0FDM/SC解调器的分量。调制模式结合其它调制参数(例如SC/0FDM调制，QAM的电平等等)，可详细说明运用到Μ頂0方案中的一类时空编码。通常，SC模式可工作在双重有效载荷的模式下，也就是说，通过使用单个天线将ΜΙΜ0时空编码设置为提供涉及可用容量的额外的数据容量。由于SC模式可尤其用于高信噪比、低散射状况，因此当需要最大吞吐量时，这可能会是有利的。根据传输条件和已接收的信号质量，0FDM模式通