述任一方法实施例中，还可W包括;所述接收端依据公共残留载波频偏ξ = (M'MriM'y对接收的信号
进行补偿，得到最终 补偿的信号Yl,k写。
[0076] 为了本领域技术人员更加理解本发明实施例，本发明实施例提供了一种信道估计 的方法。请参阅图3,为本发明实施例提供的一种MU-MIM0中上行链路中的发射机与接收端 的系统框图。
[0077]图3中显示了 4个发射机，分别为发射机401至发射机304，发射机401包括第ICFDM 信号模块3011、第一基带处理模块3012、第一射频链路模块3013;发射机302包括第20FDM信 号模块3021、第二基带处理模块3022、第二射频链路模块3023;发射机303包括第3(FDM信号 模块3031、第Ξ基带处理模块3032、第Ξ射频链路模块3033;发射机401包括第40FDM信号模 块3041、第四基带处理模块3042、第四射频链路模块3043。图3中还示出了分别与第一射频 链路模块3013、第二射频链路模块3023、第Ξ射频链路模块3033、第四射频链路模块3043的 发送天线。
[0078] 接收端312包括至少4个接收天线，图3中只显示了4个接收天线，分别为接收天线 305至接收天线308;每一接收端都对应W射频链路，与接收天线305对应的是第五射频链路 309;与接收天线306对应的是第六射频链路310;与接收天线307对应的是第屯射频链路 311;与接收天线308对应的是第八射频链路312。接收端312会将接收到的信号通过处理模 块313进行处理。
[0079] 发送端是N个发射机，接收端具备Nr个接收天线，其中Nr应该大于或者等于N(图3中 仅示出了4个发射机和4个接收天线）。由于每一个发射机均采用OFDM调制，设XI,功来自第i 个无线站台的第k个子载波的QAM发送符号，同时定义发送符号向量为xk=[xi,k，x2,k，···， XN,k]T。设hi,k为来自第i个发射机的第k个子载波的长度为Nr的频域无线信道响应向量，同时 定义联合信道矩阵化=比l,k，h2,k，K，hN,k]，大小为NrXN。第k个子载波的接收信号向量可W 表示为yk=HkXk+nk。上式中，yk是NrX 1的接收信号向量，nk是NrX 1的零均值加性高斯白噪声 向量。
[0080] 假设功率控制、定时提前W及采样率变换模块都已实现，因此剩余主要考虑的问 题是信道估计误差和载波频偏误差。
[0081] 当多个发射机同时向同一个接收端发送数据时，每一个子载波的接收信号包含了 同时来自于所有发射机的数据。为了将运些发送信号区分开来，需要对所有的发射机做精 确的信道估计。在802.11协议中，信道估计是通过在分组前导中插入长训练样本实现的。通 过测量接收到的长训练样本，接收机能够根据每一个频率成分在不同的发送接收对之间对 无线信号进行估计。
[0082] 类似于802. lln/ac中正交长训练样本被用来做单用户ΜΙΜΟ情况下的信道估计，正 交长训练样本也可W被用于上行链路多用户ΜΙΜΟ的情况。下面给出了针对4个同步无线台 站的正交矩阵Ρ:
[0083]
[0084] 其中Ρ矩阵的每一行代表不同的无线台站，每一列代表时域上不同的长序列样本 符号。根据上述矩阵，在训练周期内第一个无线台站发送LTF，-LTF，LTF，LTF，在相同的训练 周期内，第2个无线台站发送1；1。，1；1。，-1；1。，1；1。，依次类推。信道估计可^采用同单用户 ΜΙΜΟ相同的方式完成。设训练周期内第k个子载波的接收符号为：
[008引 & = HkP · sk+Nk
[0086] 其中，Sk是第k个子载波的长训练样本符号，通常取1或者-1，P代表正交映射矩阵， 化是第k个子载波上待估计的联合信道矩阵。该信道被估计为如下形式：
[0087]
[0088] 对于802.11中传统的单发射机单接收机传输情况，载波频偏通常采用训练样本进 行估计随后在接收端进行校正。对于下行链路MU-MIM0的情况，由于存在多路接收机，每一 路接收机会分别进行频偏估计和校正。然而，对于上行链路ΜΙΜΟ的情况，来自多路发射端的 载波频偏必须在接收端进行估计和校正。
[0089] 上述本发明公开的实施例中详细描述了方法，对于本发明的方法可采用多种形式 的装置实现，因此本发明还公开了多种装置，下面给出具体的实施例进行详细说明。
[0090] 请参阅图4,为本发明实施例提供的一种应用于上行链路多用户多入多出正交频 分多路复用技术MU-MIM0 OFDM系统的结构示意图，所述系统包括接收端W及无线台站，所 述接收端包括Nr个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，Nr为大 于等于N的正整数。
[0091] 所述发射机401包括预矫正模块4011，所述预矫正模块4011用于依据与其对应的 下行链路的载波频偏估计对待发送的第i 0抑Μ信号进行载波频偏预矫正。
[0092] 所述第i OFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于Ν的正整数，Ν个 所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同。
[0093] 所述接收端402包括估计模块4021，所述估计模块用于依据实际接收到的所述N个 OFDM信号中的导频子载波W及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波 估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ=(M'MΓlM'y，其中C=[ξlKξN]τ，其中狂=e^'f&， K为大于等于1小于等于N的正整数，其中，所述估计模块4021包括：
[0094] 第一确定单元40211，用于确定第q路接收导频
其中Xq = diag(Xq,l，Xq,2，K，Xq,N)为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵，Hq是所述 第q个导频图案的联合信道，nq为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整 数；
[0095] 联合估计单元40212,用于对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所 述Q个导频图案的输入输出关系可W表示如下:y=M，p+n，其中，y = ijf_r_a 乂]是全部接 收导频图案，W = ["/"非语]是与全部导频图案对应的噪声，Μ =[化iXi) T，化巧2 ) T，K化qXq ) T ^是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数；
[0096] 第二确定单元40213,用于确定出公共残留载波频偏ξ = (Μ'ΜΓ?Μ^。
[0097] 对于来自不同发射机的多个上行链路发射的情况，由于存在多路载波频偏，一个 载波频偏对应一个发射机，在运种情况下很难在接收端对载波频偏进行估计和校正。原因 就在于接收端的复合时域信号是一个关于载波频偏的高度非线性函数。因此，为了降低复 杂度，本发明实施例提供的载波频偏估计方法在发送OFDM信号前对载波频偏进行校正，目 的是在接收端唯一需要校正的偏差是一个公共残留载波频偏。运样接收端可W对接收到的 N个OFDM信号进行统一的公共残留载波频偏补偿即可，与现有技术相比，不需要根据信道信 息来分离各用户信号，再分别对各自的载波频偏进行补偿，因此不存在信道估计和载波频 偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响的现象。
[0098] 请参阅图5,为本发明实施例提供的一种应用于上行链路多用户多入多出正交频 分多路复用技术MU-MIM0 (FDM系统中的预矫正模块的一种实现方式的结构示意图，预矫正 模块包括：
[0099] 载波频偏估计单元501，用于所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ。
[0100] 发射机隶属于无线台站，无线台站还具有接收机，接收机接收信号的信道和发射 机发送信号的信道是一样的，因此可W利用802.11接收机处理下行链路数据、控制或配置 帖时已经完成的载波频偏对上行链路进行估计。第Ξ确定单元502,用于确定出所述载波频 偏S与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系为
[0101] 其中，xi[n]是所述第i个(FDM信号的第η个时域样本，K是FFT的点数，L是(FDM信号 的长度，Ts是采样时间，η为大于等于1小于等于L的正整数，L，K均为大于等于1的正整数。
[0102] 可W令Φ=πδ . (2i + l).化+LVK，注意到由载波频偏引起的相位旋转Φ独立于 子载波参数，但会从一个OFDM信号变化到下一个。
[0103] 第Ξ确定单元502可W使用短训练样本实现粗频偏估计。
[0104] 第四确定单元503,用于依据
确定出，所述 第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Yi,k，
[010引预矫正单元504,用于依据所述<