基于高斯波形的物理层网络编码方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种物理层网络编码方法，可用于双向中继 网络系统。
【背景技术】
[0002] 双向中继TWR作为新一代协同通信技术，已经成为当前无线或移动通信系统中的 研究热点，而协同通信技术是现代无线或移动通信系统中不可或缺的关键技术之一。目前， 双向中继网络在通信系统中的应用十分广泛，诸如使用物理层网络编码PLNC的双向中继信 道TWRC。在这种信道上通信双方的数据可以通过一条辅助中继进行交换。在多址时隙MA，两 个用户的数据可同时独立的传输给相同的中继节点；在广播时隙BC时，该中继节点将编码 信息传送给通信双方。因为通信双方已知各自的本地信息，结合各自收到的叠加信息，故它 们可以从相同网络编码信息中提取所需对方用户信息。由于通信双方同时传输信息给中 继，因此在双向中继网络中一个主要问题就是尽可能消除不同振荡器及信道色散引起的频 率和时间位移。
[0003] 正交频分复用0FDM作为多载波传输机制在现代移动通信标准中有着广泛应用，目 前通常是将0FDM和物理层网络编码PLNC结合应用。然而，0FDM在双向中继信道TWRC信道中 会受到载波位移导致的载波间干扰ICI，并难以消除，见International ITG Workshop on Smart Antennas 2014年3月文章 《Analysis and Implementation for Physical-Layer Network Coding with Carrier Frequency Offset》提到的载波间干扰ICI抑制问题。因 此，多载波传输机制中的载波位移问题会产生难以消除的干扰，影响双向中继网络系统的 处理效率和网络利用率。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的是在于提出一种基于高斯波形的物理层网络编码方法，以解决双向 中继网络中的载波位移问题，减轻载波间干扰ICI，提高传输效率和网络利用率。
[0005] 为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：
[0006] (1)在多址时隙Μ时，用户A和用户B同时发送信息序列，并经过线性信道编码器和 Μ进制正交幅度M-QAM调制后，按照M-QAM调制对应关系进行矩阵映射，并通过高斯滤波器发 射;该发射信号经信道传输，由匹配滤波器接收，此时匹配滤波器接收的信号为经信道延 迟、衰落后的发送信号和加性高斯白噪声的混合信号y R(t)+nR(t);
[0007] (2)通过中继处对混合信号yR (t) +nR (t)进行采样，得到一系列时间-频率坐标点 仏'，1'），形成离散信号￥1?;
[0008] (3)对离散信号YR加矩形窗后传入线性均衡器进行信道衰落补偿，得到补偿后的 离散信号YEQ，将该离散信号￥即依次进行检测和译码后，得到译码输出信号cR，其中矩形窗的 大小由高斯滤波器的滤波范围确定；
[0009] (4)在广播时隙BC时，将包含网络编码信息的译码输出信号cR回传给用户A与用户 B，用户A与用户B结合自身的已知信息与接收到的译码输出信号CR，分别提取出对方所传给 自己的信息。
[0010]本发明与现有技术相比，具有如下优点：
[0011] 1.本发明由于使用了高斯滤波器发射，采用了正交多载波机制与物理层网络编码 PLNC相结合的方式，使得载波位移导致的载波间干扰和时延只影响邻近元素，解决了系统 干扰较大的问题，提高了系统处理效率和网络利用率。
[0012] 2.本发明由于使用了线性均衡器，使得均衡器在不影响后验概率APP指标的情况 下只需计算时间-频率坐标系中的临近元素，较大降低了系统处理的时间复杂度，解决了双 向中继网络系统中计算复杂的问题，进一步提高了系统效率和网络利用率。
【附图说明】
[0013] 图1为现有双向中继网络系统示意图；
[0014] 图2为本发明的实现流程图；
[0015]图3为本发明的实现框架图；
[0016] 图4为用本发明和现有方法计算复杂度对比图；
[0017] 图5为本发明中采用不同译码机$_窗口长度下误码率性能对比图。
【具体实施方式】
[0018] 为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明所述 方案和效果作进一步详细描述。
[0019] 参照图1，本发明使用的双向中继网络系统由用户A，用户B和中继R组成。在多址时 隙MA，用户A和用户B同时向中继R发送信息序列，经过线性编码，中继处线性均衡与采样，以 及信号检测与译码过程，中继将给用户A和用户B返回一个包含网络编码信息的译码输出信 息。由于用户知道自己的本身信息，结合收到的译码输出信息，它们可以从译码输出信息中 相应的提取对方用户发送的信息。
[0020] 参照图2和图3,本发明对所述基于高斯波形的物理层网络编码的具体实现步骤如 下：
[0021 ]步骤一:用户信息编码与调制。
[0022] 如图3所示，用户A与用户B分别发送二元信息序列uA和uB，将这两个二元信息序列 UA和UB经过线性编码器C进行线性编码得到二进制码元序列Ca = C(ua)，Cb = C(ub)，其中线性 编码器C的编码速率为Rc;
[0023] 将二进制码元序列Ca=C(ua)，CB = C(uB)，按照Μ进制正交幅度M-QAM调制关系进行 矩阵映射，分别映射为矩阵Da和矩阵Db，其中，矩阵Da和矩阵Db大小是Nk · Nl，Nk是每帧Κ个频 率载波上的信息符号数，NL是每帧L个时隙上的信息符号数，Da中每个元素表示时间-频 率坐标系中的一个点(k，l)A，DB中每个元素表示时间-频率坐标系中的一个点(k，l) B。
[0024] 步骤二:高斯滤波器发射
[0025] 将步骤一中矩阵Da每个时频点(k，1 )A和矩阵Db中每个时频点(k，1 )B的信息符号同 时用相同的两个高斯滤波器分别通过发射函数gl(t)在第k个子载波、第1个时隙发射出去， 该发射函数为sgiUhgU-lOe·32111^，其中t表示连续时间变量，F表示子载波间隔，T表示 时隙。
[0026]步骤三:发射信号在衰落信道中传输
[0027]将步骤二中经高斯滤波器发射的信息符号分别通过衰落信道传输，传输过程中经 高斯滤波器发射的信息符号将按厢
）式发生频率偏 移、时间延迟与幅度减小，式中In，η，m分别是衰落信道的复系数、时延、多普勒频移，1 = 0， l，2，-_，Nh_l，Nh为衰落信道离散值的最大取值，δ( ·)表示取冲击函数，Δυ表示载波频偏， Δ τ表示时延，这些参数独立的出现在用户Α与用户Β的衰落信道上。
[0028]步骤四：匹配滤波器接收与采样
[0029]经衰落信道传输的信息符号通过中继R处的匹配滤波器接收，其接收函数为沿(〇 = g*(-t-l'T)el2llkF(H:)，式中，gl ·)表示对g( ·)求共辄函数，t表示连续时间变量，F表示 子载波间隔，T表示时隙，k '表示经匹配滤波器处理后的时间-频率坐标点中的频率坐标，Γ 表示经匹配滤波器处理后的时间-频率坐标点中的时间坐标，该匹配滤波器接收函数g2(t) 与发射函数 gl(t)相匹配；
[0030] 在中继R处的匹配滤波器所接收到信号yR(t)+nR(t)为经衰落信道延迟、衰落后的 发送信息符号和加性高斯白噪声的混合信号。其中，加性高斯白噪声服从正态分布 ~ β￥(0,..σ^) 6
[0031] 对接收到的混合信号yR(t)+nR(t)进行采样后，得到一系列时间-频率坐标点（k'， Γ)，形成离散信号Yr如下式：
[0032]
[0033] 式中，<v'>指中继R处的匹配滤波器噪声，Νκ是每帧K个频率载波上的信息符号数， Nl是每帧L个时隙上的信息符号数，vfm表示整个信道的时延、衰落以及发射与接收滤波 器对接收信号Yr的影响由下式给出：
[0034]
[0035] 瓦甲，衣不1彳目迫凼数，τ衣不彳目迫凼数的叮她坐称甘重，v表示信道函数的 频偏坐标分量，F表示子载波间隔，Τ表示时隙，Α*( ·)表示对Α( ·)求共辄函数，Α(τ，ν)表示 自模糊函数，用来描述滤波器g( ·)对特定时间频率点的作用范围。其中，自模糊函数Α(τ， ν)定义如下：
[0036]
[0037] 式中，τ表示信道函数的时延坐标分量，ν表示信道函数的频偏坐标分量。
[0038]中继R处经过采样的离散信号YR也可以用矢量形式给出，可表示为：yR = VA · dA+ Vb · dB + nR，其中 dA = vec(DA)，dB = vec{DB}，L ，
舒号vec{0}表示对{ · }求矢量。经过采样的离散信号 Yr也可表示为矢量yR = vec{YR}。
[0039] 步骤五:线性均衡器处理
[0040] 为了减小输入均衡器的矢量的维数，本发明中引入了下述窗函数，即：
[0041] ω {A} =vec{[A](k,-N：k,+N)(i,-N：i,+N)}
[0042] 式中N为窗函数的长度，由高斯滤波器的滤波范围确定，表示线性均衡器对所研究 的特定时频点(k'，Γ )的考虑范围。
[0043]对步骤四中经过采样的离散信号Yr加窗，加窗后的信号yw表示为：
[0044] yw= ω {Yr}
[0045] 为了减小加窗后计算的复杂度，将按照下述方式对加窗后的信号yw进行近似运 算:对于经过采样的离散信号Yr，若仅考虑特定时频点周围的元素点，其维度为(2Nn+1) 2X 1，则加窗后的接收信号可以近似表示为：
[0046]
[0047] 其中，分别是加窗后维数减小的矩阵，〃是加窗噪声矢量；
[0048] 将加窗后近似接收信号>通过线性均衡器ζ补偿衰落信道造成的影响，输出补偿 后的信号yEQ:
[0049] yEQ = zTy?
[0050] 其中，ζτ表示对z求转置函数。
[0051] 所述线性均衡器，采用最小均方误差MMSE原则，即用补偿后的信号7即减去用户A在 匹配滤波器处理后的元素 cT a与用户B在匹配滤波器处理后的元素的d、，对上述结果取模值 平方，再取期望最小值并求反正切，即下式：
[0052] ZMMSE = argminE{ | yEQ-Cd7 A+d7 b) |2} 〇
[0053] 步骤六:对补偿后的信号yEQ进行检测与译码。
[0054]对补偿后的信号yEQ进行检测与译码现有方法有:一、分离信道译码S⑶，二、联合信 道与物理层网络编码JCNC，三、广义联合信道与物理层网络编码G-JCNC。本实例采用第三种 方法。
[0055]每一种方法的具体步骤如下：
[0056] 第一种:分离信道译码S⑶