专利名称：压电变压器逆变器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种压电变压器逆变器，本发明尤其涉及用于照亮液晶背景照明冷阴极管的压电变压器逆变器。
通常，由于液晶不发射光，故液晶显示器使用光源来显示。将冷阴极管用作光源来背景照明。例如，第722088号日本未审查专利公告揭示了一种放电管驱动装置，它通过结合压电变压器以形成。在这种装置中，将斩波电路设置在逆变器电路(驱动用于背景照明的冷阴极管)和输入电压终端之间，并且控制斩波电路的负载，使冷阴极管的放电管电流保持恒定，从而背景光的照明保持恒定。
但是，在上述申请中描述的传统技术中，由于将斩波电路的输出设置为DC电压，故需要斩波电路是DC-DC变换器。为了将该斩波电路用作DC-DC变换器，必须设置电感器和电容器，用于平滑和整流。这导致增加了元件的数量和损耗。
另外，第9-107684号日本未审查专利公告中提供了一种逆变器电路的结构，它具有频率调光功能，它如此控制，从而使放电管电流值为理想值，方法是使用压电变压器逆变器的频率增益特性和斩波电路(不包含设置在逆变器电路前级的平滑/整流元件)。这种安排允许输入到逆变器电路的平均输入电压保持常数。虽然在频率调光系统中，频率随着输入到逆变器电路的电压的改变而减小，当设置这种斩波电路时，可以在宽的输入电压的范围内保持相对高的效率。另外，由于不设置平滑/整流电路，故有一个优点，即没有在平滑/整流电路中的损耗。
在上述申请的传统技术中，用于斩波电路中的振荡器的输出的频率被分频，以用作逆变器电路的驱动频率。由此，在这种系统中，需要一个单个的振荡器用作斩波电路的振荡器和逆变器电路的振荡器。结果，必须将控制斩波电路的集成电路和控制逆变器电路的集成电路集合到单个集成电路中。
但是，当实际设计时，有一种应用，其中输入电压的范围大大变化，还有一种应用，其中提供恒定的输入电压。另外，当斩波电路从逆变器电路独立时，可以得到更大的设计自由度，并可以减小元件的成本。
另外，在这种情况下，可以通过使用便宜的双极性PWM IC(它具有高的斩波电路输入耐压)和CMOS-IC(它具有低耐压，接近于7V)，减小逆变器电路功耗。
由此，在传统技术中，由于必须将斩波电路和逆变器电路集合到单个集成电路中，故在设计自由度、成本和性能上有限制。
同时，第10-274751号日本专利申请提供了一种系统，它通过各自的集成电路，驱动斩波电路和逆变器电路。当将两个电路作为各自的集成电路分开设置时，可以避免上述第9-107684号日本未审查专利公告中指出的限制。但是，在第10-274751号日本专利申请中提供的传统的技术中，在斩波电路中，由逆变器电路的频率的整数倍的频率与斩波电路的频率产生拍频，并且压电变压器逆变器的振荡在低的拍频产生波动。
换句话说，由于压电变压器通过机械振荡进行电压转换，机械振荡部分漏到诸如印刷电路板之类的周围的结构部件上。在这种情况下，当压电变压器的振荡在低频有波动时，周围结构部件的振荡在系统的拍频处产生波动。由此，出现由结构部件的非线性函数检测到的低频成份(例如产生在结构部件结合处的振动)，这引起拍频。
相应地，本发明的一个目的是提供一种压电变压器逆变器，它能够抑制由压电变压器的振荡引起的波动，从而减小在逆变器中产生拍频的可能性。
根据本发明的一个方面，提供了一种压电变压器逆变器，包含逆变器电路，通过使用陶瓷压电变压器将AC电压输出到负载；和斩波电路，设置在所述逆变器电路的前级，所述斩波电路根据高于逆变器电路的频率的驱动频率，将输入的DC电压转换为间歇的矩形波电压，并使矩形波电压的平均电压低于输入的DC电压，以提供给逆变器电路；其中，如此设计逆变器电路的驱动频率的n倍的频率与斩波电路的驱动频率，从而这些频率不相互接近，符号n是等于或大于2的整数。
根据本发明的另一个方面，提供了一种压电变压器逆变器，包含逆变器电路，通过使用陶瓷压电变压器将AC电压输出到负载；和降压斩波电路，包含设置在所述逆变器电路的前级的开关元件，连接在所述开关元件的输出端和参考电位之间的电流环流元件，以及斩波占空比控制单元，以如此方式进行控制，从而根据高于逆变器电路的频率的驱动频率，将开关元件的矩形波电压的平均电压的值设置为理想的产量或可变量；其中如此设置逆变器电路的驱动频率的n倍频率和降压斩波电路的驱动频率，从而这些频率不相互接近，符号n表示等于或大于2的整数。
另外，在上述压电变压器逆变器的一种中，逆变器电路的驱动频率的整数倍的频率和斩波电路的驱动频率之间的差的绝对值设置为10kHz或更大。
另外，在上述三种压电变压器逆变器的一种中，逆变器电路和斩波电路由不同的集成电路驱动。
图1是根据本发明的实施例的压电变压器逆变器的方框图；图2是图1所示的压电变压器逆变器的更加详细的电路图；图3A、3B和3C是当图2所示的斩波器频率fchop变化时得到的管电流波形的示图；图4A、4B和4C是用于说明拍频机制的波形的示图；图5是用于说明斩波器频率和拍频之间的关系的示图；图6是说明斩波器频率和拍频幅值比的关系的示图；和图7是根据本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器的电路图。
图1示出了本发明的实施例的压电变压器逆变器的方框图。在该图中，逆变器电路1驱动放电管2。斩波电路3设置在逆变器电路1的前级。斩波电路3由开关元件Q1、电流环流元件D1和斩波占空比单元30构成，其中开关元件Q1接收输入电压，并将斩波电压提供给逆变器电路1，电流环流元件D1连接在开关元件Q1的输出端和作为参考电压的地端之间，而斩波占空比单元30用于进行如此控制，从而使开关元件的矩形波电压的平均电压的值是理想值。
斩波电路3的输出端具有斩波单元频率，即，开关元件的开关操作的频率，它由符号fchop表示。在这种情况下，频率的峰值表示等于输入电压的矩形波脉冲。逆变器电路1包含压电变压器，其中从斩波电路输出的AC脉冲电压产生AC电压，它大致上是频率(finv)的正弦波，该AC电压点亮放电管2。频率fchop设置得高于频率finv。
在图1所示的例子中，由于斩波电路3的频率fchop不同步于逆变器电路1的频率finv，故由两个频率产生拍频。拍频可以由表达式|fchop-finv×n|表示。在这种情况下，符号n是等于或大于2的整数。拍频执行压电变压器逆变器的振荡的AM调制。
但是，当将拍频设置到足够高的频率时，频率转向听不见。由此，可以避免噪声的问题。
图2是图1所示的压电变压器逆变器的更为详细的电路图。在图2中，将输入电压施加到斩波电路3的开关元件Q1。通过由斩波占空比控制单元30提供的开关信号打开或关闭开关元件Q1，并且将输入电压转换为矩形波电压Vchop。作为电流环流元件的自由滚动二极管D1连接在开关元件Q1的输出端和地端之间。矩形波AC电压Vchop由串联的电阻器R1和R2分压，并由电容器C1平滑，以提供给比较器31的倒相输入端。
将参考电压Vrefl提供给比较器30的非倒转输入端，并将比较器30的输出提供给比较器32的倒相输入端。输出具有fchop频率的三角波的斩波单元振荡器33的输出被提供给比较器32的非倒相输入端。比较器32通过该输出驱动上述开关元件Q1。
另外，将矩形波AC电压Vchop提供给逆变器电路1的线圈L11的一端。将线圈L11的另外一端连接到开关元件Q11和压电变压器PT。压电变压器PT驱动放电管2，并且通过电阻器R11检测放电管电流，并由二极管D2和电容器C2进行整流，以提供给比较器12的反向输入端。比较器12比较整流信号与参考电压ref2。比较器12的输出提供给可调频振荡器11。可调频振荡器11在频率finv驱动开关元件Q11。
下面将描述图2所示的压电变压器逆变器的详细的操作，已知当变压器PT在高于其谐振频率的频率工作时，压电变压器PT表现良好的效率。这个实施例使用了一个其中得到良好的效率的区域，即，当频率较高时压电变压器PT的电压升高比减小的区域。
当假设由于某一个外部的干扰引起电子管内电流值大于目标值时，在逆变器电路1的电阻器11和电容器2的某一端产生的电压也都增加。结果，当比较器12的电压大于参考电压ref2时，比较器12的输出减小。在这种情况下，当假设可调频振荡器11如此设计，即当到振荡器11的输入电压减小时，频率增加，则可调频振荡器11允许频率变化，以便增加频率finv。通过这样的安排，压电变压器PT的电压升高比降低，则管电流也减小。结果，沿初始外部变化受到抑制的方向进行控制。
通过这样的方式，在上述实施例的逆变器中，虽然其频率根据周围的环境稍稍有变化，但是由于压电变压器PT具有陡直的谐振特性，故频率变动的宽度非常小。由此，可以认为变压器逆变器在接近于恒定的频率finv工作。
斩波电路3控制输出的平均电压，从而即使当输入电压起伏时，也保持恒定。当假设斩波器的输出由于外部的干扰增加时，由于比较器31的倒相输入增加时，比较器31的输出减小。由于斩波单元振荡器33输出频率为fchop的三角波，比较器31的输出的减小允许比较器32的输出处于高的值比例增加。换句话说，开关元件Q1的占空比变小，并且进行控制，以便使初始的外部干扰最小化。如这里所示，通过使用斩波电路3，逆变器电路1的平均输入电压可以保持常数，并且逆变器可以在压电变压器PT的效率处于其峰值的频率附近驱动。
图3A到3C是图2所示的压电变压器逆变器的管电流波形，这是在将频率finv设置在56.4kHz时，改变频率fchop时得到的。在图3A中，将频率fchop设置为170.6kHz；在图3B中，将频率fchop设置为171.9kHz；而在图3C中，将频率fchop设置为173.2kHz。如在图3A到3C所示的，由于压电变压器PT的振荡引起的波动产生拍频，并且由于压电变压器PT的波动引起管电流的波动。由此，管电流的波动的测量等效于直接测量由压电变压器PT的振荡引起的波动。
图3A到3C中，发现当改变频率fchop时，波动的循环(这等于拍频的循环)和波动的幅值(Aio)改变。
图4A到4C分别示出了一个波形，用于说明如图2所示的压电变压器逆变器中每一个部分的拍频的机制。图4A表示斩波电路输出Vchop的波形，图4B表示逆变器电路1中的开关元件Q11的门电压Vg的波形，图4C说明开关元件Q11的漏电压Vd的波形。在门电压Vg处于高值的过程中，开关元件Q11将由斩波电路3提供的脉冲能量存储在线圈L11中，在门电压Vg处于低值的过程中，即，在开关元件Q11关闭的过程中，开关元件Q11将存储的能量反馈到压电变压器PT中。在图2所示的结构中，由于压电变压器PT的线圈L11和输入电容产生谐振波形，从而执行零伏开关，故可以得到良好的效率。结果，图2所示的电路结构通常用于“semi-E”一类工作的驱动电路。
图4A到4C示出当通过将finv倍增3.5倍时得到斩波电路时得到的例子。
在A阶段，由于在开关元件Q11处于接通状态阶段输入斩波电路输出Vchop的两个脉冲，将等效于两个脉冲的能量存储在线圈L11中。但是，在B阶段中，由于仅输入了斩波电路输出Vchop的1.5的脉冲，故存储在线圈L11中的能量小于A阶段中的能量。结果，如图4C所示，在开关元件Q11的漏电压Vd中，电压的峰值在每一个波处变化，从而产生拍频。当在将电压输入到压电变压器逆变器时，开关元件Q11的漏电压Vd中产生拍频时，拍频分量在由拍频激励的变压器振荡中自然叠加。
图5示出了斩波器频率和拍频频率之间的关系，图6示出了斩波器频率和拍频幅值比之间的关系。
在图5中，通过使用表达式|fchop--finv×n|得到计算的值，其中符号n是等于或大于2的整数。如这里所见，显然由由于斩波器频率fchop和逆变器电路频率finv产生的拍频引起管电流的波动和变压器振荡的波动。当将拍频频率之间的取值范围设置为10kHz或更大时，发现拍频幅值比可以有效地变小。即，在该实施例中，当将斩波电路频率fchop设置为“拍频窗口”的频率，诸如180到215kHz的频率，或236到272kHz的频率时，可以实际上抑制拍频的发生。
在这种情况下，虽然当频率是0kHz时不产生拍频，故很难使斩波电路频率fchop与逆变器电路频率finv的整数倍的频率精确地一致，事实上，这是不现实的。
接着，当假设将这个实施例应用于笔记本型个人电脑中使用的逆变器时，通常将三个锂电池用于这种类型的计算机中，其中专门的输入电压通常在接近于7到20V的范围内。结果，在这种情况下，需要驱动开关元件Q11的斩波占空比控制单元30具有20V或更大的耐压，以便输出7到20V的驱动信号。
同时，由于逆变器电路1仅用作驱动开关元件Q11，故可通过接近于3到5V的电压驱动它。即，例如当高压的双极化处理集成电路用于斩波占空比控制单元30时，使用一种集成电路，它将耐压低于7V的CMOS处理器用于逆变电路1，逆变器中整个的效率，包括控制单元功耗，都可以得到改进。
图7是根据本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器的电路图。在该图中，将放电管电流反馈到逆变器电路1，并且还将其反馈到斩波占空比控制单元30。更具体地说，将输入电压提供给斩波电路3的开关元件Q21，由此接通或断开开关元件Q21，然后将输入电压转换为矩形波AC电压Vchop，以提供到逆变器电路1的线圈L21的一端。
另外，提供给电流环流的自由滚动二极管D21连接在开关元件Q21的输出端与地端之间。线圈L21的另一端连接到开关元件Q21和压电变压器PT之间。压电变压器PT驱动放电管2。放电管电流流过电阻器R21，并且电压分别通过二极管22和电容器C22整流，以提供给比较器31的倒相输入端和相位差检测器13。参考电压Vref被提供给比较器31的倒相输入端，它比较两个电压，并将输出提供给比较器32的倒相输入端。将斩波电路频率fchop的三角波从斩波单元振荡器33提供给比较器32的倒相输入端。比较器32比较两个电压，以通过其输出驱动开关元件Q21。
在逆变器电路1中，通过相位差检测器13检测压电变压器PT的输入电压和输出电流之间的相位差。将由相位差检测器13检测到的输出提供给可调频振荡器11，以按照这样的方式控制，从而输入信号和输出信号之间的相位差的值保持为理想的值。虽然压电变压器PT的谐振频率随着负载的变动而变化，但是当相位差保持恒定时，逆变器电路频率finv可以保持接近于谐振频率，即使负载变动也如此。
下面，将给出对图7所示的压电变压器逆变器的详细的描述。在这个实施例中，在逆变器电路频率finv处驱动逆变器电路1，该频率接近于谐振频率，其方法是保持压电变压器PT的相位差恒定。斩波占空比控制单元30检测放电管电流，并控制斩波占空比，以便保持检测的放电管电流的值恒定。
在图2所示的上述例子中，斩波电路3和逆变器电路1具有各自的控制回路。但是，在该实施例中，将放电管电流馈送到斩波占空比控制单元30和逆变器电路1，达到整个的控制，以便保持放电管电流恒定。这种安排有助于简化控制电路系统。
类似地，在该实施例中，将逆变器电路频率finv的整数倍频率和斩波电路频率fchop频率之间的差值的绝对值设置为10kHz或更大。通过这样的安排，可以抑制由变压器振荡的波动引起的拍频的发生。另外，由于逆变器电路1和斩波占空比单元30各自由分开的集成电路形成，故可以得到具有高效率和大的设计自由度的电路结构。
但是，虽然已经参照本发明的较佳实施例，具体示出和描述了本发明，将知道本发明不限于本申请中任一详细的描述。还应该知道这里可以有各种修改，并且所附的权利要求覆盖了落入本发明的主旨和范围内的这种修改。
如上所述，根据本发明的一个方面，通过逆变器电路频率的n倍频率不接近于斩波电路频率的安排，可以抑制由压电变压器逆变器振荡引起的波动，并且由此可以减小逆变器中的拍频产生的可能性。
另外，由于将逆变器电路频率的整数倍的频率和斩波器频率之间的差的绝对值设置为10kHz或更大，故可以将变压器的波动抑制得基本上消除，由此可以避免逆变器中产生拍频问题。另外，由于通过分开的集成电路驱动斩波电路和逆变器电路，故可以改进效率，并且可以增加设计的自由度。
权利要求
1.一种压电变压器逆变器，其特征在于包含逆变器电路，通过使用陶瓷压电变压器将AC电压输出到负载；和斩波电路，设置在所述逆变器电路的前级，所述斩波电路根据高于所述逆变器电路的驱动频率，将输入的DC电压转换为间歇的矩形波电压，并使矩形波电压的平均电压低于输入的DC电压，以提供给逆变器电路；其中，如此设置逆变器电路的驱动频率的n倍频率与斩波电路的驱动频率，从而这些频率不相互接近，符号n是等于或大于2的整数。
2.一种压电变压器逆变器，其特征在于包含逆变器电路，通过使用陶瓷压电变压器将AC电压输出到负载；和降压斩波电路，包含设置在所述逆变器电路的前级的开关元件，连接在所述开关元件的输出端和参考电位之间的电流环流元件，以及斩波占空比控制单元，以如此方式进行控制，从而根据高于逆变器电路的驱动频率，将开关元件的矩形波电压的平均值设置为理想的常量或可变量；其中如此设置逆变器电路的驱动频率的n倍频率和降压斩波电路的驱动频率，从而这些频率不相互接近，符号n表示等于或大于2的整数。
3.如权利要求1和2中的任一条所述的压电变压器逆变器，其特征在于逆变器电路的驱动频率的整数倍的频率和斩波电路的驱动频率之间的差的绝对值设置为10kHz或更大。
4.如权利要求1到3的任一条所述的压电变压器逆变器，其特征在于逆变器电路和斩波电路由不同的集成电路驱动。
全文摘要
本发明提供了一种压电变压器逆变器,它可以抑制由变压器的振荡产生的波动,并且可以减小在逆变器中产生拍频的可能性。在这种压电变压器逆变器中,将开关元件设置在驱动放电管的逆变器电路的前级,并通过来自斩波占空比控制单元的开关信号接通和断开开关元件。然后,将输入电压转换为具有斩波电路频率的矩形波电压,以提供给逆变器电路,并如此设置逆变器电路的驱动频率的n倍频率和斩波电路的斩波器频率,从而这两个频率不相互接近。
文档编号H05B41/392GK1270439SQ00106490
公开日2000年10月18日 申请日期2000年4月10日 优先权日1999年4月9日
发明者野间隆嗣, 森岛靖之 申请人:株式会社村田制作所