放电灯点亮电路的制作方法

专利名称：放电灯点亮电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及放电灯点亮电路。
技术背景为了使车辆的前照灯等中所使用的金属卣化物灯(metal halide lamp )等 放电灯点亮，需要用于稳定地提供电力的点亮电路(镇流器(ballast))。例如， 专利文献1所公开的放电灯点亮电赠备有包含串联谐振电路的直流-交流变换 电路，从该直流-交流变换电路向放电灯提供交流电力。并且，供应电力的大 小通过使串联谐振电路的驱动频率变化来控制。另外，放电灯点亮电路还进行放电灯的点亮控制。即，放电灯点亮电路 在放电灯的点亮前，控制无负载时输出电压(OCV: Open Circuit Voltage ), 并且在对放电灯施加高压脉冲从而使放电灯点亮之后，降低瞬态接通功率， 同时使其转移到正常点亮状态。这里，图16是概念性表示串联谐振电路的驱动频率和供应电力(或者 OCV)之间的大小关系的曲线图。在图16中，曲线图Ga表示点亮前的驱动 .频率和OCV之间的关系，曲线图Gb表示点亮后的驱动频率和供应电力之间 的关系。如图16所示，对放电灯的供应电力(或者OCV)的大小，在驱动 频率与串联谐振频率(点亮前fa,点亮后fb)相等时为最大值，随着驱动频率变得大于(或者变得小于)串联谐振频率而减少。在驱动频率小于串联 谐振频率的区域，开关损耗变大，功率效率下降，所以在驱动频率大于串联 谐振频率的区域，其大小被控制。在放电灯的点亮控制中，点亮前的动作点设置在与大于串联谐振频率fa 的驱动频率fc对应的点Pa，点亮后的动作点设置在大于串联谐振频率fb的 区域X内。在现有的放电灯点亮电路中，例如如下这样进行从点Pa到区域X 的转移。即，在动作点Pa，使放电灯点亮后，将点亮前的驱动频率fc维持某 一定的时间。此时，驱动频率以及供应电力的相关向曲线图Gb变化，动作 点转移到点Pc。此后，使驱动频率强制性地变化规定的变化量厶f=(-fd-fc),
使动作点转移到区域X内的点Pb。专利文献1日本特开2005-63821 但是，在考虑了电源电压的变动或动作温度的不均、电子部件的电性特 性的误差等的基础上设定频率变化量Af极其困难。放电灯点亮电路所使用的 电子元件的特性有差别，并且点亮前以及点亮后的谐振频率的差(fb-fa)对 于放电灯点亮电路的每个个体不同。因此，为了预先设定Af，需要进行具有 容限的部件设计，或者对每个个体调整Af。但是，在部件设计上若使其具有 容限，就会成为苛刻技术要求(over spec)而不理想。另外，即便是对每个 个体调整Af，由于老化而电路的特性变化时，如果仍然保持初始的Af，点亮 特性就有可能恶化。发明内容本发明鉴于上述问题而完成，提供一种在放电灯的点亮控制中，能使部 件设计的容限具有余裕，并且能良好地维持点亮特性的放电灯点亮电路。为了解决上述课题，本发明的放电灯点亮电路是一种将用于使放电灯点 亮的交流电力提供给该放电灯的放电灯点亮电路，其特征在于，备有电力 供应单元，具有包括多个开关元件、电感线圈以及变压器当中至少一个、 以及电容器的串联谐振电路，以及驱动多个开关元件的驱动单元，其将直流 电源变换后，将交流电力提供给放电灯；控制单元，生成用于控制驱动单元 的驱动频率的控制信号；以及起动单元，对放电灯施加高压脉冲促使点亮， 控制单元包括第1电路单元，生成固定的控制信号；第2电路单元，生成 控制信号，以使串联谐振电路的电压和电流的相位差接近于零；以及第3电 路单元，生成控制信号，以使交流电力的大小按照规定的时间函数接近于固 定值，在施加高压脉冲的第1时刻以后，来自第1电路单元的控制信号被选 择，在基于来自第3电路单元的控制信号的驱动频率超过基于来自第2电路 单元的控制信号的驱动频率的第3时刻以后，来自第3电路单元的控制信号 被选择，从第1时刻和第3时刻之间的第2时刻起到第3时刻为止，来自第 2电路单元的控制信号被选择。本申请发明者们考虑了在点亮控制中，施加高压脉冲从而使放电灯点亮 以后，要对放电灯提供足够的电力，并使放电持续。并且，彻底研究了提供 供应电力的最大值的串联谐振频率，不是在放电灯点亮之后立刻瞬间转移到 图16的频率fb,而是从低的频率侧连续地转移到fb(即，点亮后的驱动频率和供应电力之间的相关曲线图Gb从低频率侧连续地移动)的情况。在上述的放电灯点亮电路中，第2电路单元生成控制信号，以使串联谐 振电路的电压和电流的相位差接近于零，所以如果使用该控制信号，则能够 使驱动单元的驱动频率跟踪该串联谐振电路的串联谐振频率。所以，根据上 述放电灯点亮电路，从第2时刻到第3时刻为止的期间能够将每时每刻变化 的接近最大电力值的大小的电力持续提供给放电灯。另外，在上述的放电灯点亮电路中，在被施加高压脉沖的第1时刻以后 到第2时刻为止，来自第1电路单元的控制信号被选择。这样，到第2电路 单元的动作能够进行为止，利用来自第1电路单无的控制信号使驱动频率保 持固定值，从而能够适当地使放电灯的电弧增强。另外，基于来自第3电路 单元的控制信号的驱动频率在超过基于来自第2电路单元的控制信号的驱动 频率的定时(第3时刻)以后，来自第3电路单元的控制信号被选择。由此， 能够从点亮控制的模式适当地转移到按照规定的时间函数使交流电力的大小 接近于固定值的电力控制的模式。根据上述的放电灯点亮电路，在放电灯点亮以后，跟踪提供供应电力的 最大值的串联谐振频率的变化来控制驱动频率，所以不需要预先设定图16所 示的Af,而能够不依赖于电源电压的变动或动作温度的不均、电子部件的电 性特性的误差等控制驱动频率，并抑制部件设计的容限，且能够良好地维持 点亮性。另外，在放电灯的点亮控制中，该点亮性(点亮成功率)很重要。因为 点亮性高时，不需要反复多次进行点亮控制，而能够提早点亮开始。特别地， 在车辆用的前照灯等使用放电灯的情况下，优选点亮开始尽量快。根据上述 的放电灯点亮电路，施加高压脉冲使放电灯点亮以后，能够对放电灯提供足 够的电力，并使放电持续，所以更能提高点亮性。另外，放电灯点亮电路的特征在于，第2时刻为与变成能够检测所述串 联谐振电路的电流的相位的时刻相同，或者为该时刻之后。例如，在通过检 测放电灯流过的电流(灯电流)来检测串联谐振电路的电流的相位的情况等， 到放电灯开始流过电流(即，在放电灯的电极间开始形成电弧)为止，不能 检测到串联谐振电路的电流的相位。因此，到能够检测串联谐振电路的相位 的时刻(即，第2时刻)为止，利用第1电路单元将驱动频率保持为固定值，
同时使电弧增强，在电弧增强某程度而能够检测灯电流之后，利用第2电路 单元使驱动频率跟踪串联谐振频率即可。由此，能够使上述的放电灯点亮电 路适当地动作。
另外，放电灯点亮电路其特征也可以为，第2电路单元包括相位差检测 单元，该相位差^r测单元被输入基于所述串联谐振电路的电压的第1信号、 以及基于串联谐振电路的电流的第2信号，在第2信号的相位相对于第1信 号超前或者延迟时，相位差检测单元生成具有与该相位差对应的脉冲宽度的 相位差信号，控制单元基于相位差信号使驱动频率变化。由此，能够适当地 构成上述的第2电路单元。
根据本发明的放电灯点亮电路，能够使部件设计容限具有余裕，并能够 良好地维持点亮性。


图1是表示本发明的放电灯点亮电路的一实施方式的结构的方框图。 图2是概念性地表示晶体管的驱动频率和供应电力的大小的关系的曲线图。图3是表示V-F变换单元的变换特性的概略的图。 图4是表示一例控制单元的内部结构的方框图。 图5是表示规定的时间函数的典型例子的曲线图。图6 (a)是例示了晶体管的导通/截止状态的随时间变化的曲线图，(b) 是例示了信号VS2的波形的随时间变化的曲线图，(c)是例示了串联谐振电 路的电压的波形的随时间变化的曲线图，(d)是例示了在串联谐振电路的电 感性区域的电流波形的随时间变化的曲线图，(e)是例示了串联谐振电路的 谐振状态下的电流波形的随时间变化的曲线图，(f)是例示了串联谐振电路 的电容性区域的电流波形的随时间变化的曲线图，并且，图6表示了它们的 相位关系。图7 (a)是表示驱动频率的变化的曲线图，(b)是表示起动用电容器电 压的变化的曲线图，(c)是表示灯电压VL的变化的曲线图，(d)表示控制 单元的控制模式的转换。图8(a)是表示脉沖施加信号的推移的曲线图，(b)是表示控制信号Scl 的推移的曲线图，(c)是表示供应电力的推移的曲线图，(d)表示控制单元
的控制模式的转换。图9是表示串联谐振电路的驱动频率和供应电力(或者OCV)的大小之 间的关系的曲线图与控制单元的控制模式的对应关系的图。图10是表示一例频率跟踪控制单元的内部结构的方框图。图11是表示放大单元以及相位差检测单元的具体的结构例的电路图。图12是相位差检测单元的各信号的时序图。图14是数字滤波单元以及低通滤波单元的各信号的时序图。 图15是表示一例采样保持单元11的内部结构的电路图。 图16是概念性地表示串联谐振电路的驱动频率和供应电力(或者OCV ) 的大小之间的关系的曲线图。
具体实施方式
以下，参照附图来详细说明本发明的放电灯点亮电路的实施方式。另夕卜， 在附图的说明中，对同一要素赋予相同的符号，并省略重复的说明。图1是表示本发明的放电灯点亮电路的一实施方式的结构的方框图。图 1所示的放电灯点亮电路1是将用于使放电灯L点亮的交流电力提供给放电 灯L的电路，将来自直流电源B的直流电压VB变换成交流电压后提供给放 电灯L。放电灯点亮电路l主要用于车辆用的、特别是前照灯等灯具。另夕卜， 作为放电灯L，例如最好使用无水银的金属卣化物灯，但是也可以是具有其 它结构的放电灯。放电灯点亮电路l包括电力供应单元2，从直流电源B接受电源供给 后将交流电力提供给放电灯L;控制单元10，基于放电灯L的电极间电压(以 下记为灯电压)以及电极间电流(以下记为灯电流)来控制对放电灯L的才是 供电力的大小；以及V-F变换单元24，将从控制单元10所输出的模拟信号、 即控制信号Scl进行电压-频率变换(V-F变换)，从而生成控制信号Sc2。电力供应单元2将基于来自控制单元10的控制信号Scl (在本实施方式 中为来自V-F变换单元24的控制信号Sc2)的大小的电力提供给放电灯L。 电力供应单元2经由用于点亮操作的开关20连接到直流电源B (电池等)， 从直流电源B 4妻收直流电压VB，进行交流变换以及升压。本实施方式的电 力供应单元2包括在点亮开始时对放电灯L施加高压脉沖从而促使点亮的 起动单元3;作为开关元件的两个晶体管5a以及5b;以及作为驱动晶体管5a 以及5b的驱动单元的桥路驱动器(bridge driver) 6。作为晶体管5a、 5b，例 如如图1所示最好使用N沟道MOSFET，但是也可以是其它的FET或双极晶 体管。在本实施方式中，晶体管5a的漏极端子连接到直流电源B的正极侧端 子，晶体管5a的源极端子连接到晶体管5b的漏极端子，晶体管5a的栅极端 子连接到桥路驱动器6。另外，晶体管5b的源极端子连接到接地电位线GND (即，直流电源B的负极侧端子)，晶体管5b的栅极端子连接到桥路驱动器 6。桥路驱动器6通过将相互反相的驱动信号Sdrvl、 Sdrv2提供给晶体管5a、 5b的栅极端子，从而使晶体管5a、 5b交替地导通。本实施方式的电力供应单元2还包括变压器7、电容器8以及电感线圈9。 变压器7设置成用于将高压脉冲施加给放电灯L并传输电力，同时对该电力 升压。另外，变压器7、电容器8以及电感线圈9构成串联谐振电路。即， 变压器的初级线圈7a、电感线圈9以及电容器8相互串联连接。并且，该串 联电路的一端连接到晶体管5a的源极端子以及晶体管5b的漏极端子，另一 端连接到接地电位线GND。在该结构中，通过由变压器7的初级线圈7a的 的漏(leakage)电感以及电感线圈9的电感构成的合成电抗和电容器8的电 容，决定谐振频率。另外，也可以仅通过初级线圈7a以及电容器8构成串联 谐振电路，并省略电感线圈9。此外，也可以将初级线圈7a的电感设定得与 电感线圈9相比极小，谐振频率由电感线圈9和电容器8的电容来大致决定。在电力供应单元2中，利用由电容器8以及感应性元件(电感分量或电 感线圈)产生的串联谐振现象，将晶体管5a、 5b的驱动频率规定为该串联谐 振频率以上的值，从而使该晶体管5a、 5b交替地导通/截止，并使变压器7 的初级线圈7a产生交流电力。该交流电力被升压、传递到变压器7的次级线 圈7b,并提供给连接到次级线圈7b的放电灯L。另外，驱动晶体管5a、 5b 的桥路驱动器6相反地驱动各个晶体管5a、 5b,使得晶体管5a、 5b不同时成 为连接状态。该串联谐振电路的点亮前的串联谐振频率fa以及点亮后的串联谐振频率 fb分别用以下的式子(1)、 (2)表示。其中，式子中的C为电容器8的电容， Lr为电感线圈9的电感，Lpl为点亮前的初级线圈7a的电感，Lp2为点亮后 的次级线圈7b的电感。式子1
<formula>formula see original document page 9</formula>( 1 )<formula>formula see original document page 9</formula>2)由于通常Lpl>Lp2,所以点亮前的串联谐振频率fa比点亮后的串联谐振频率 fb小。另外，该串联谐振电路的阻抗根据桥路驱动器6产生的晶体管5a、 5b的 驱动频率而变化。所以，能够通过使该驱动频率变化来控制提供给放电灯L 的交流电力的大小。这里，图2是概念性地表示晶体管5a、 5b的驱动频率和 供应电力的大小的关系的曲线图。如图2所示，提供给放电灯L的电力的大 小在驱动频率与串联谐振频率fon相等时为最大值Pmax，并随着驱动频率变 得大于(或者小于)串联谐振频率而减小。但是，在驱动频率比串联谐振频 率fon小时，开关损耗变大，功率效率降低。所以，在桥路驱动器6的驱动 频率比串联谐振频率fon大的区域(图中的区域A),其大小受控制。另外， 将比串联谐振频率fon小的频率区域称为电容性区域，将比串联谐振频率fon 大的频率区域称为电感性区域。在本实施方式中，桥路驱动器6的驱动频率 根据来自连接到桥路驱动器6的V-F变换单元24的控制信号Sc2 (包括调频 后的脉冲串)的脉冲频率净皮控制。起动单元3为用于对放电灯L施加起动用的高压脉冲的电路，从起动单 元3对变压器7施加触发电压以及电流时，高压脉冲与在变压器7的次级线 圈7b所生成的交流电压重叠。起动单元3包括脉冲施加信号发生电路31， 生成表示高压脉冲被施加的定时的脉沖施加信号Sstart;起动用电容器(电容 元件)32,蓄积用于生成高压脉冲的电力；以及防护装置(spark gap)或放 电器(gas arrester)等自降伏型开关元件33。脉沖施加信号发生电路31的一 端连"t妄到变压器7的辅助线圈7c的一端，提供对起动单元3的输入电压。脉 沖施加信号发生电路31的另一端连接到起动用电容器32的一端。辅助线圈 7c以及起动用电容器32各自的另 一端都连接到接地电位线GND。另外，关 于对起动单元3的输入电压，例如既可以从变压器7的次级线圈7b获得，或 者也可以设置与电感线圈9 一起构成变压器的辅助线图而从该辅助线圈获/曰付。9
自降伏型开关元件33的一端与起动用电容器32的一端相连接，自降伏 型开关元件33的另一端连接到初级线圈7a的中间。在起动单元3，启动用电 容器32的两端电压Vcd达到自降伏型开关元件33的放电开始电压时，自降 伏型开关元件33瞬间成为导通状态，从而触发电压以及电流被输出。另外， 脉冲施加信号发生电路31在起动用电容器32的两端电压Vcd由于放电而降 低的瞬间生成脉冲施加信号Sstart，并且，将该脉冲施加信号Sstart提供给后 述的控制单元10。控制单元10基于放电灯L的灯电压VL以及灯电流IL,控制桥路驱动器 6的驱动频率(即对放电灯L的供应电力的大小)。控制单元10包括输入端 10a 10e、输出端10f。输入端10a为了输入用于表示》欠电灯L的灯电压VL 的振幅的信号(以下称为相当于灯电压的信号)VS1,经由峰值保持电路21 连接到次级线圈7b的中间抽头。相当于灯电压的信号VS1设定成灯电压VL 的峰值的例如0.35倍。输入端10b经由峰值保持电路22以及緩冲器23连接 到用于检测放电灯L的灯电流IL而设置的电阻元件4的一端。电阻元件4的 一端还经由放电灯点亮电路1的输出端子连接到放电灯L的一个电极，电阻 元件4的另一端连接到接地电位线GND。并且，从緩冲器23输出表示灯电 流IL的振幅的信号(以下称为相当于灯电流的信号)IS1。输入端10c与电阻元件4的一端相连接。为了检测串联谐振电路的电流 的相位，输入端10c被输入用于表示灯电流IL的信号IS2。通常，串联谐振 电路的电流(即变压器7的初级线圈7a的电流)比灯电流(即次级线圈7b 的电流)大。所以，如果在串联谐振电路上配置用于检测电流的电阻，则功 率损耗会变大。基于这样的理由，本实施方式的控制单元IO使用表示与串联 谐振电路的电流同相位的灯电流IL的信号IS2，检测串联谐振电路的电流的 相位。输入端10d连接到起动单元3。该输入端10d被输入脉冲施加信号Sstart。 起动单元3在例如起动用电容器32的两端电压达到规定电压并且自降伏型开 关元件33导通的定时，将脉冲施加信号Sstart输出到控制单元10。并且，输 入端10e经由波形成形电路25连接到电力供应单元2的串联谐振电路上的布 线。为了检测串联谐振电路的电压的相位，串联谐振电路的输出电压Vout通 过波形成形电路25形成矩形波(信号VS2)并被输入到输入端10e。另外， 如图虛线所示，输入端10e例如也可以连接到桥路驱动器6和晶体管5b (或
者5a)的栅极端子的连接点。此时，输入端10e被输入驱动信号Sdrv2( Sdrvl )。 输入端10e只要是能够检测串联谐振电路的电压的相位的部位，连接到放电 灯点亮电路1的部位的地方都可以。V-F变换单元24从控制单元10的输出端10f输入作为模拟信号的控制信 号Scl,并将该控制信号Scl进行V-F变换后生成控制信号Sc2。图3表示本 实施方式的V-F变换单元24的变换特性的概略。V-F变换单元24其构成为， 输入电压(即控制信号Scl的电压)越低，控制信号Sc2的脉冲频率越高。接着说明本实施方式的控制单元10的内部结构。图4是表示一例控制单 元10的内部结构的方框图。如图4所示，控制单元10包括生成控制信号 Sl的采样保持单元ll、生成控制信号S2的频率跟踪控制单元12、生成控制 信号S3的电力控制单元13、以及选择这些控制信号S1 S3的任意一个输出 的选择单元14。选择单元14选择控制信号S1 S3当中最低的电压的信号， 并将其作为控制信号Scl输出到V-F变换单元24 (参照图1 )。如上述那样， 在V-F变换单元24，控制信号Scl的电压越低，控制信号Sc2的脉冲频率越 高(即串联谐振电路的驱动频率变高)，所以，选择单元14选择控制信号S1 S3 当中使串联谐振电路的驱动频率最高的一个。采样保持单元11为本实施方式中的第1电路单元，生成固定电压的控制 信号S1。本实施方式的采样保持单元11包括输入端lla、 llb、以及输出端 llc。输入端lla被输入来自电力控制单元13的输出信号(控制信号S3 )。输 入端lib经由控制单元10的输入端lOcH皮输入脉沖施加信号Sstart。采样保 持单元11将脉冲施加信号Sstart作为触发来保持控制信号S3的电压值，并 且将该保持电压值作为控制信号Sl从输出端llc输出到选择单元14。频率跟踪控制单元12为本实施方式中的第2电路单元，生成使电力供应 单元2的串联谐振电路的电压和电流的相位差接近零的控制信号S2。频率跟 踪控制单元12包括输入端12a、 12b以及输出端12c。输入端12a经由控制单 元10的输入端10c被输入信号IS2。输入端12b中经由控制单元10的输入端 10e被输入信号VS2。频率跟踪控制单元12生成控制信号S2，以使基于信号 IS2检测的串联谐振电路的电流的相位和基于信号VS2检测的串联谐振电路 的电压的相位之间的相位差接近零，并且将该控制信号S2输出到选择单元 14。电力控制单元13为本实施方式中的第3电路单元。电力控制单元13在 放电灯L的点亮前，生成控制信号S3，使得要提供给放电灯L的OCV的大 小接近规定值。并且，电力控制单元13生成控制信号S3,使得在放电灯L 点亮后，要提供给放电灯L的电力的大小按照规定的时间函数接近固定值。图5是表示上述的规定的时间函数的典型例子的曲线图。在图5中，纵 轴表示供应电力的大小，横轴表示经过时间。电力控制单元13在放电灯L点 亮后，生成控制信号S3，使得按照例如图5所示的规定的时间函数，供应电 力的大小首先变成初始值(例如75W)，并且在某一时刻to以后，供应电力 的大小从初始值緩慢接近固定值(例如35W )。如图4所示，本实施方式的电力控制单元13包括电力运算单元131、误 差放大器132。电力运算单元131包括经由控制单元10的输入端10a输入 相当于灯电压的信号VS1的输入端131a、经由控制单元10的输入端10b输 入相当于灯电流的信号IS1的输入端131b。并且，电力运算单元131在放电 灯L的点亮前，生成输出电压Vl,使得表示OCV的大小的相当于灯电压的 信号VS1接近规定值，并且，在放电灯L的点亮后，基于相当于灯电压的信 号VS1以及相当于灯电流的信号ISl,生成输出电压Vl,使得供应电力的大 小根据规定的时间函数(参照图5)接近固定值。输出电压VI从电力运算单 元131的输出端131c经由电阻133输入到误差放大器132的反相输入端子。 另外，误差放大器132的同相输入端子连接到生成规定的基准电压V2的电 压源134。来自误差放大器132的输出电压作为控制信号S3提供给采样保持 单元11以及选择单元14。选择单元14包括二极管143~145。二极管143-145构成二极管OR电路。 即，二极管143的阴极与采样保持单元11的输出端llc相连接，二极管144 的阴极与频率跟踪控制单元12的输出端12c相连接，二极管145的阴极与电 力控制单元13的输出端(误差放大器132的输出端)相连接。另外，二极管 143 145的阳极相互短路，经由电阻142与电源电位线Vcc相连接，同时经 由控制单元10的输出端10f与V-F变换单元24相连接。所以，控制信号S1 S3 的电压当中最低的电压成为连接点141的电压，该电压作为控制信号Scl输 出。这里，进一步详细地说明频率跟踪控制单元12的功能。图6 (a)是例 示了晶体管5a、 5b的导通/截止状态的随时间变化的曲线图，(b)是例示了 信号VS2的波形的随时间变化的曲线图，(c)是例示了串联谐振电路的电压
(输出电压Vout)的波形的随时间变化的曲线图，(d)是例示了在串联谐振电路的电感性区域的电流波形的随时间变化的曲线图，(e)是例示了串联谐 振电路的谐振状态下的电流波形的随时间变化的曲线图，(f)是例示了串联 谐振电路的电容性区域的电流波形的随时间变化的曲线图，并且，图6表示 了它们的相位关系。如这些图所示，在电感性区域，串联谐振电路的电流的 相位迟于电压的相位，在谐振状态，电流的相位与电压的相位一致，在电容 性区域，电流的相位超前于电压的相位。频率跟踪控制单元12能够如下判断串联谐振电路的动作状态是否为电 容性区域(即，电流波形的相位是否超前于串联谐振电路的电压波形)。即， 在图6中，在信号VS2上升到H (高)电平的瞬间，串联谐振电路的电流大 于0,并且在信号VS2为H (高)电平时，串联谐振电路的电流小于0的情 况下，电流波形的相位相对于电压波形的相位超前，能判断为电容性区域。 或者，在信号VS2下降到L (低)电平的瞬间，串联谐振电路的电流小于0， 并且，在信号VS2为L (低)电平时，串联谐振电路的电流大于0的情况下， 电流波形的相位相对于电压波形也超前，能判断为电容性区域。频率跟踪控制单元12在判断出串联谐振电路的动作状态为电容性区域 的情况下，使控制信号S2的电压值下降，并提高串联谐振电路的驱动频率， 从而使串联谐振电路的电压以及电流的相位差接近于零。相反，在判断出串 联谐振电路的动作状态不为电容性区域的情况下，提高控制信号S2的电压 值，并使串联谐振电路的驱动频率降低，从而使串联谐振电路的电压以及电 流的相位差接近于零。这样，频率跟踪控制单元12生成控制信号S2，以使 串联谐振电路的电压以及电流的相位差接近于零，从而使串联谐振电路的驱 动频率跟踪串联谐振频率fon。另外，后面会论述频率跟踪控制单元12的结 构以及动作的细节。接着，参照图7~图9说明放电灯点亮电路1的动作。图7(a)是表示驱 动频率的变化的曲线图，(b)是表示起动用电容器电压的变化的曲线图，(c) 是表示灯电压VL的变化的曲线图。另外，图8(a)是表示脉冲施加信号Start 的推移的曲线图，(b)是表示控制信号Scl的推移的曲线图，(c)是表示供 应电力的推移的曲线图。另外，图7 (d)以及图8 (d)表示控制单元10的 控制模式的转换。图9是表示串联谐振电路的驱动频率和供应电力(或者 OCV)的大小之间的关系的曲线图与控制单元10的控制4莫式的对应关系的图。首先，在对放电灯点亮电路l接通电源时(时刻tl),如图7(a)所示， 驱动频率上升到最大值。此时，在控制单元10中来自电力控制单元13的控 制信号S3被选择为控制信号Scl，并被输出。驱动频率由控制信号Scl控制， 在时刻t2收敛于规定值fl (OCV控制模式)。并且，在点亮前的串联谐振电 路的驱动频率和供应电力的关系为图9所示的曲线图Gl,根据与驱动频率fl 对应的动作点P1的规定的OCV被施加到放电灯L。另外，在此期间，开始 对起动单元3的起动用电容器的充电。接着，起动用电容器32的两端电压达到规定值，并且自降伏型开关元件 32导通时(图7 (b)的时刻t3)，如图7 (c)所示,通过起动单元3对放电 灯L施加高压脉冲P。该时刻t3为本实施方式中的第1时刻。此时，放电灯 L的电极间由于放电而激活，所以灯电压VL降低到25V左右。此时，从起 动单元3对控制单元IO输出脉沖施加信号Sstart(图8(a))。在控制单元10， 接受脉冲施加信号Sstart后，采样保持单元11保持来自电力控制单元13的 控制信号S3，并将该值作为控制信号Sl (固定值)输出。此时，如图8 (b)所示，从控制单元IO的电力控制单元13输出的控制 信号S3变大，但是，在选择单元14选择控制信号Sl作为从控制单元10输 出的控制信号Scl，所以在时刻t3以后，控制信号Scl被保持为固定值。由 此，如图7 (a)所示，驱动频率被维持为固定值fl (频率恒定控制模式)。 另一方面，图9所示的串联谐振电路的驱动频率和供应电力之间的关系转移 到曲线图G2。所以，动作点从P1转移到P2。接着，放电灯L的电弧增强，灯电流IL不断地变大，信号IS2变得能够 检测(即，能够检测串联谐振电路的电流的相位)时(图8 (b)的时刻t4)， 控制单元10的频率跟踪控制单元12开始输出控制信号S2。该时刻t4为本实 施方式中的第2时刻。此时，如图9所示，串联谐振电路的谐振频率fonl变 得比频率fl高，频率跟踪控制单元12为了使驱动频率跟踪该谐振频率fonl, 输出低电压的控制信号S2。所以，在时刻t4以后，在选择单元14选择控制 信号S2 (频率跟踪模式)。在放电灯L点亮后，串联谐振电路的谐振频率如图9所示，从低的频率 fonl连续地转移到高的频率fon2。换而言之，点亮后的驱动频率和供应电力 之间的相关曲线图G2从低频率侧连续地移动到高频率侧的曲线图G3。在频 率跟踪模式，从控制单元IO输出的控制信号Scl由频率跟踪控制单元12生 成，以使串联谐振电路的驱动频率跟踪谐振频率。所以，如图9所示，动作 点从与频率fl对应的P2转移到与频率fonl对应的P3，之后，跟踪转移到高 频率侧的串联谐振频率，同时转移到与频率fon2对应的P4。在此期间，电力控制单元13连续生成控制信号S3,以使对放电灯L的 供应电力的大小随着图5所示的时间函数而变化。并且，在该控制信号S3变 得小于来自频率跟踪控制单元12的控制信号S2的时刻t5以后(即，基于控 制信号S3的驱动频率超过了基于控制信号S2的驱动频率以后)，在选择单元 14选择控制信号S3(电力控制模式)。该时刻t5为本实施方式中的第3时刻。 并且，此后，由电力控制单元13生成控制信号Scl，使得对放电灯L的供应 电力的大小接近于固定值，如图9所示，动作点在电感性区域内的固定点P5 处稳定。以下，说明本实施方式的频率跟踪控制单元12以及采样保持单元11的 具体的结构例及其动作。图IO是表示一例频率跟踪控制单元12的内部结构的方框图。如图10所 示，本实施方式的频率跟踪控制单元12包括箝位单元121、放大单元122、 迟滞比较器120、相位差检测单元123、数字滤波单元124、以及低通滤波单 元125。箝位单元121的输入端121a经由频率跟踪控制单元12的输入端12a连 接到控制单元10的输入端10c (参照图4),输入端121a被输入信号IS2。箝 位单元121将对应于灯电流IL的波形的正弦波状的信号IS2箝位。另外，放 大单元122的输入端122a连接到箝位单元121的输出端121b,输入端122a 被输入来自箝位单元121的输出信号S21 (箝位后的信号IS2 )。放大单元122 将信号S21放大后提供给迟滞比较器120。迟滞比较器120将放大了的信号 S21进行波形成形，生成矩形波状的信号S21R。迟滞比较器120将该信号S21R 提供给相位差检测单元123。另外，该信号S21R为本实施方式中的、基于串 联谐振电路的电流的第2信号。相位差检测单元123的一个输入端123a连接到迟滞比较器120的输出端， 输入端123a被输入信号S21R。另外，相位差检测单元123的另一个输入端 123b经由频率跟踪控制单元12的输入端12b被输入信号VS2。另外，信号 VS2为本实施方式中的、基于串联谐振电路的电压的第l信号。相位差检测
单元123生成表示信号S21R和信号VS2的相位差的信号(相位差信号)S23。数字滤波单元124的输入端124a连接到相位差检测单元123的输出端 123c，数字滤波单元124基于来自相位差检测单元123的信号S23，生成表 示串联谐振电路的动作状态是否为电容性区域的信号S24。另外，低通滤波 单元125的输入端125a连接到数字滤波单元124的输出端124b，低通滤波单 元125基于来自数字滤波单元124的信号S24，生成控制信号S2。低通滤波 单元125的输出端125b与频率跟踪控制单元12的输出端12c相连接，控制 信号S2输出到选择单元14。另外，如图IO所示，在选择单元14,在二极管144的前级设置放大器 146,并且构成接收緩冲器电路时，能够进行更稳定的动作。图11是表示放大单元122以及相位差检测单元123的具体的结构例的电 路图。放大单元122例如作为使用放大器122c的差动放大电路构成。具体来 讲，放大器122c的同相输入端经由电阻122d连接到输入端122a，同时经由 电阻122e连接到接地电位。放大器122c的反相输入端经由电阻122f连接到 接地电位，在反相输入端和输出端之间连接着反馈电阻122g。放大器122c 的输出端与放大单元122的输出端122b相连接。相位差检测单元123包括D触发器123d以及123h、与(AND)门123e 以及123i、非(NOT)门123f以及123j、或(OR)门123g。 D触发器123d 的D端子被输入将信号IS2进行波形成形为矩形波的信号S21R,时钟(CK ) 端子被输入信号VS2。并且，D触发器123d的Q输出(信号S25)被输出到 后级的与门123e。与门123e除了被输入来自D触发器123d的信号S25之外，还被输入信 号VS2、以及信号S21R被非门123f反相后的信号。并且，表示这些信号的 逻辑积的信号S26被输出到后级的或门123g。来自非门123f的输出信号(信号S21R的反相信号)被提供给D触发器 123h的D端子，信号VS2被非门123j反相后输入到时钟(CK)端子。并且， D触发器123h的Q输出(信号S27)被输出到后级的与门123i。与门123i除了被输入来自D触发器123h的信号S27之外，还被输入来 自非门123j的输出信号(信号VS2的反相信号)和信号S21R。并且，表示 这些信号的逻辑积的信号S28 4皮输出到后级的或门123g。或门123g输出表示信号S26以及S28的逻辑和的信号。来自该或门123g
的输出信号作为信号S23提供给数字滤波单元124 (参照图10)。这里，图12是相位差检测单元123的各信号的时序图。边参照图11以 及图12,边说明相位差检测单元123的动作。首先，在信号VS2从L (低)电平上升到H (高)电平的时刻，信号S21R 的信号电平在D触发器123d被锁存，并作为Q输出(信号S25)被输出。 该信号S25为H(高)电平(即，在信号VS2上升到H (高)电平的瞬间， 灯电流IL大于0 )，并且，在信号VS2为H (高)电平时信号S21R为L (低) 电平的情况下(即，在信号VS2为H (高)电平时，灯电流IL小于0的情况 下)，来自与门123e的输出信号S26变成H (高)电平。另外，在信号VS2从H (高):电平下降到L (低)电平的时刻，来自非 门123f的输出信号(即，信号S21R的反相信号)电平在D触发器123h被 锁存，并作为Q输出(信号S27)被输出。该信号S27为H(高)电平(即， 在信号VS2下降到L (低)电平的瞬间，灯电流IL小于0)，并且，在信号 VS2为L(低)电平时信号S21R为H(高)电平的情况下(即，在信号VS2 为L(低)电平时，灯电流IL大于O的情况下)，来自与门123i的输出信号 S28变成H (高)电平。并且，输出这些信号S26以及S28的逻辑和作为来自相位差检测单元123 的输出信号(相位差信号)S23。即，在信号S21R的相位相对信号VS2超前 时，该输出信号S23具有与信号S21R和信号VS2的相位差对应的脉沖宽度。 在该输出信号S23间断地变成H (高)电平时，能判断为串联谐振电路的动 作状态为电容性区域。另外，在信号S21R的相位相对于信号VS2延迟时(即， 为电感性区域时)，相位差检测单元123也可以生成具有与信号S21R和信号 VS2的相位差对应的脉冲宽度的信号S23。此时，在输出信号S23持续地为L (低)电平时，能判断为串联谐振电路的动作状态为电容性区域。图13是表示数字滤波单元124以及低通滤波单元125的具体的结构例的 电路图。数字滤波单元124包括D触发器124c、与非(NAND)门124d、 非门124e、与门124f、以及计数器124g。 D触发器124c的D端子以及预置 (PRE)端子中被输入电源电压Vcc,时钟(CLK)端子经由输入端124a从 相位差检测单元123输入信号S23。 D触发器124c的Q输出作为信号S24输 出到低通滤波单元125。与门124f被输入D触发器124c的Q输出(信号S24)，同时经由非门
124e被输入信号S23。与门124f的输出信号S30被输入到计数器124g的清 零(CLR)端子。计数器124g的时钟(CLK)端子被输入信号VS2。计数器 124g的QA输出以及Qc输出都被输入到与非门123d，与非门124d的输出信 号S31被输入到D触发器124c的清零(CLR)端子。另外，被输入到与非门 124d的计数器124g的输出根据必要的计数时间，适当地进行选择即可。另外，低通滤波单元125包括PNP型晶体管125c、电阻125d 125f、 以及电容器125g。晶体管125c的基极端子被从输入端125a经由电阻125d 输入信号S24。晶体管125c的发射极端子被输入电源电压Vcc,晶体管125c 的集电极端子经由电阻125e被连接到输出端125b。另外，输出端125b经由 相互并联连接的电阻125f以及电容器125g连接到接地电位线。这里，图14为数字滤波单元124以及低通滤波单元125中的各信号的时 序图。边参照图13以及图14，边说明数字滤波单元124以及低通滤波单元 125的动作。首先，来自相位差检测单元123的输出信号S23从L (低)电平上升到 高(H )电平时，D触发器124c的Q输出(信号S24 )被锁存在H (高)电 平。由此，晶体管125c变成非导通状态，所以利用由电阻125f以及电容器 125g构成的低通滤波电路，控制信号S2的电压值緩慢降低。因此，从控制 单元10 (参照图4)输出的控制信号Scl的电压值緩慢降低，所以串联谐振 电路的驱动频率緩慢上升。另外，在D触发器124c的Q输出(信号S24)变成H (高)电平时，与 门124f的输出信号S30从L (低)电平上升到H (高).电平，根据信号S23 向L(低)电平的转移，计数器124g的计数开始。信号S23转移到L(低) 电平，在本实施方式，在计数到5处，与非门输出信号S31从L (低)电平 上升到H(高)电平，所以，D触发器124c被复位，到信号S23再次变成H (高)电平为止，D触发器124c的Q输出(信号S24)被保持成L (低)电 平。由此，晶体管125c变成导通状态，所以，利用由电源电压Vcc、电阻125e、 以及电容器125g构成的低通滤波电路，控制信号S2的电压值緩慢上升。所 以，从控制单元10 (参照图4)输出的控制信号Scl的电压值缓慢上升，所 以串联谐振电路的驱动频率緩慢降低。如前所述，在来自相位差4企测单元123的输出信号S23断续地变成H(高) 电平的情况下，表示串联谐振电路的动作状态为电容性区域。此时，控制信
号Scl的电压值降低，驱动频率上升，从而能够使串联谐振电路的电压以及 电流的相位差接近于零(即，使串联谐振电路的动作状态接近于谐振状态)。相反，在信号S23L保持L (低)电平而稳定的情况下，串联谐振电路的动作 状态为电感性区域。此时，控制信号Scl的电压值上升，驱动频率下降，从 而，能够使串联谐振电路的电压以及电流的相位差接近于零(接近于谐振状 态)。图15是表示一例采样保持单元11的内部结构的电路图。采样保持单元 11优选由例如图15所示的电路构成。图15所示的采样保持单元11由緩沖电路111、开关112、电容器113、 以及缓冲电路114构成。緩冲电路111的同相输入端连接到采样保持单元11 的输入端lla，从电力控制单元13接受控制信号S3。緩沖电路111的输出端 连接到该电路111的反相输入端，同时连接到开关112的一端。另外，电容 器113的一端与开关112的另一端以及缓冲电路114的同相输入端连接，电 容器113的另一端连接到接地电位线。缓冲电路114的输出端连接到采样保 持单元11的输出端llc,緩冲电路114的输出信号作为控制信号Sl输出。开关112的导通/截止由从采样保持单元11的输入端llb输入的脉沖施加 信号Sstart控制。即，将脉冲施加信号Sstart作为触发，从而开关112闭合， 由此，电容器113保持与信号S3相一致的电荷。由此，从緩冲电路114的输 出端连续输出在被施加高压脉冲的时刻(图8 (a)所示的时刻t3 )的信号S3 的值。对以上说明的本实施方式的放电灯点亮电路1产生的效果进行说明。在 放电灯点亮电路l，如图4所示，控制单元10包括采样保持单元ll (第l 电路单元)，生成固定的控制信号Sl;频率跟踪控制单元12(第2电路单元)， 生成控制信号S2以使与串联谐振电路的电压同相位的信号VS2以及与串联 谐振电路的电流同相位的信号IS2的相位差接近于零；以及电力控制单元13 (第3电路单元)，生成控制信号S3以使供应电力的大小按照规定的时间函 数(参照图5)接近于固定值。并且，如图7以及图8所示，在从起动单元3 施加高压脉沖的第1时刻t3以后，来自采样保持单元11的控制信号Sl被选 择，在第3时刻t5以后，来自电力控制单元13的控制信号S3被选择，从第 2时刻t4到时刻t5为止，来自频率跟踪控制单元12的控制信号S2被选择， 并作为控制信号Scl从控制单元10输出。 本申请发明者们考虑了在点亮控制中，从起动单元3施加高压脉沖从而使放电灯L点亮以后，要对放电灯L提供足够的电力，并使放电持续。并且， 彻底研究了提供供应电力的最大值的串联谐振频率，如图9所示从低的频率 fonl连续地转移到高的频率fon2 (即，点亮后的驱动频率和供应电力之间的 相关曲线图从低频率侧的曲线G2连续地向高频率侧的曲线G3移动)的情况。 在本实施方式的放电灯点亮电路1中，频率跟踪控制单元12生成控制信 号S2，使得串联谐振电路的电压和电流的相位差接近于零，所以利用该控制 信号S2，能够使桥路驱动器6的驱动频率跟踪串联谐振电路的串联谐振频率。 所以，在从时刻t4到时刻t5为止的期间(从图9的动作点P3到P4为止的期 间)，能够使每时每刻变化的接近于最大电力值的大小的电力提供给放电灯 L。另夕卜，在本实施方式的放电灯点亮电路1，从施加高压脉冲的时刻t3到 时刻t4为止，选择来自采样保持单元11的控制信号Sl。到频率跟踪控制单 元12的动作能够进行为止，利用来自采样保持单元11的控制信号Sll，将 驱动频率保持成固定值，从而使放电灯L的电弧适当地增强。另外，在时刻 t5以后，来自电力控制单元13的控制信号S3被选择，从而能够从点亮控制 状态适当地转移到按照规定的时间函数使交流电力的大小接近于固定值的电 力控制状态。根据本实施方式的放电灯点亮电路1，跟踪提供供应电力的最大值的串 联谐振频率的变化，控制桥路驱动器6的驱动频率，所以不需要预先设定图 16所示的Af，而能够不依赖于电源电压的变动或动作温度的不均、电子部件 的电性特性的误差等控制驱动频率，并使部件设计的容限具有余裕，且能够 良好地维持点亮性。另外，在放电灯L的点亮控制中，如果该点亮性(点亮成功率)高，则 不需要多次反复进行点亮控制就能够提早点亮开始。特别地，在放电灯使用 于车辆用的前照灯等的情况下，优选点亮开始要尽量快。根据本实施方式的 放电灯点亮电路l，施加高压脉冲使放电灯L点亮以后，能够向放电灯L提 供足够的电力，并且使放电持续，所以更能提高点亮性。另外，在本实施方式中，在时刻t4以后，频率跟踪控制单元12开始输 出控制信号S2。该时刻t4优选是在放电灯L的电弧增强并且灯电流IL不断 地变大，从而变成能够检测信号IS2以后(即，与变成能够检测串联谐振电
路的电流的相位的时刻相同、或者该时刻之后)。在如本实施方式这样，使用 灯电流IL检测串联谐振电路的电流的相位的情况下，到放电灯L的电极间开 始形成电弧为止，不能检测串联谐振电路的电流的相位。因此，到能够检测灯电流IL的时刻t4为止，通过采样保持单元11将驱动频率保持成固定值， 同时使电弧增强，并在电弧进行某程度的增强从而达到灯电流IL能够检测之 后，通过频率跟踪控制单元12使驱动频率跟踪串联谐振频率即可。由此，能 够使本实施方式的控制单元10最佳地动作。本发明的放电灯点亮电路并不限于上述的实施方式，此外还能够进行各 种变形。例如，在上述实施方式，在控制单元10的选择单元14采用二极管 OR电路，但是，只要是选择使驱动频率最高的控制信号的电路，就能够使用 其它各种结构的电路。
权利要求
1、一种放电灯点亮电路，将用于使放电灯点亮的交流电力提供给该放电灯，其特征在于，备有电力供应单元，具有包括多个开关元件、电感线圈以及变压器当中至少一个、以及电容器的串联谐振电路，以及驱动所述多个开关元件的驱动单元，其将直流电源变换后，将所述交流电力提供给所述放电灯；控制单元，生成用于控制所述驱动单元的驱动频率的控制信号；以及起动单元，对所述放电灯施加高压脉冲促使点亮，所述控制单元包括第1电路单元，生成固定的所述控制信号；第2电路单元，生成所述控制信号，以使所述串联谐振电路的电压和电流的相位差接近于零；以及第3电路单元，生成所述控制信号，以使所述交流电力的大小按照规定的时间函数接近于固定值，在施加所述高压脉冲的第1时刻以后，来自所述第1电路单元的所述控制信号被选择，在基于来自所述第3电路单元的所述控制信号的驱动频率超过基于来自所述第2电路单元的所述控制信号的驱动频率的第3时刻以后，来自所述第3电路单元的所述控制信号被选择，从所述第1时刻和所述第3时刻之间的第2时刻起到所述第3时刻为止，来自所述第2电路单元的所述控制信号被选择。
2、 如权利要求1所述的放电灯点亮电路，其特征在于，所述第2时刻为与变成能够检测所述串联谐振电路的电流的相位的时刻 相同，或者为该时刻之后。
3、 如权利要求1或2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，所述第2电路单元包括相位差检测单元，该相位差检测单元被输入基于 所述串联谐振电路的电压的第1信号、以及基于所述串联谐振电路的电流的 第2信号，在所述第2信号的相位相对于所述第1信号超前或者延迟时，所述相位 差检测单元生成具有与该相位差对应的脉冲宽度的相位差信号， 所述控制单元基于所述相位差信号改变所述驱动频率。
全文摘要
提供一种放电灯点亮电路，其在放电灯的点亮控制中，能够使部件设计的容限具有余裕，并能够良好地维持点亮性。放电灯点亮电路(1)包括具有包括晶体管(5a、5b)的串联谐振电路以及桥路驱动器(6)的电力供应单元(2)，以及生成控制桥路驱动器(6)的驱动频率的控制信号(Sc1)的控制单元(10)。控制单元(10)包括采样保持单元(11)，生成固定的控制信号(S1)；频率跟踪控制单元(12)，生成控制信号(S2)，以使串联谐振电路的电压和电流的相位差接近于零；以及电力控制单元(13)，生成控制信号(S3)，以使交流电力的大小接近于固定值。
文档编号H05B41/36GK101132665SQ20071014681
公开日2008年2月27日 申请日期2007年8月24日 优先权日2006年8月25日
发明者市川知幸, 村松隆雄 申请人:株式会社小糸制作所