二端，第二初级线圈B2的第一端连接第一初级线圈BI的第二端，反激控制电路5的第一电源变换端连接变压器Tl的第三初级线圈B5的第一端，反激控制电路5的第二电源变换端连接变压器Tl的第三初级线圈B5的第二端，用于根据恒流控制电路4的输出，生成相应占空比的PWM控制信号，以控制变压器Tl的通电与否；连接在变压器Tl的次级侧的第三整流电路6，第三整流电路6的第一输入端连接变压器Tl的与第三初级线圈B5对应的第三次级线圈B6的第一端，第三整流电路6的第二输入端连接第三次级线圈B6的第二端，用于对经变压器Tl变换后的第二电压进行整流处理后输出；直流-直流变换电路7，直流-直流变换电路7的输入端连接第三整流电路6的输出端，直流-直流变换电路7的输出端连接主板，用于对第三整流电路6输出的电压进行降压处理后，向主板供电。
[0029]进一步地，为了避免由于变压器Tl的漏感产生的电压尖峰，本发明实施例提供的LED背光二合一电源还可以包括:RCD吸收电路8，RCD吸收电路8的第一端连接第一初级线圈BI的第一端，RCD吸收电路8的第二端连接第二初级线圈B2的第二端，用于在变压器Tl不通电期间，吸收变压器Tl的漏感产生的电压尖峰。
[0030]以下对前述LED背光二合一电源的工作原理进行详细说明:该电路中，变压器Tl的次级电压由LED负载中串联和/或并联的灯珠决定，利用灯珠电压计算变压器Tl的匝数t匕，得到LED负载所需的占空比。以24寸显示屏的LED负载为例，此时，LED负载包括16串4并的灯珠，其两端电压为50V，首先计算变压器的匝比，假设输入该电路的电压最低为140V，该电路向LED负载的输出直流电VO为50V，最大占空比(即在最低输入电压状态下的最大维持伏秒平衡的占空比)为45%，代入下述公式:
[0031]N=Np/Ns=(Vin*D)/[VO* (1-D)](I)
[0032]其中，N为匝比，Np为变压器Tl的初级线圈的匝数，Ns为变压器Tl的次级线圈的匝数，D为最大占空比，VO为该电路向LED负载输出的直流电，Vin为输入该电路的电压，则在代入上述参数值后，可得到匝比N为2.4545。但此时，由如下公式:
[0033]Vds= [Vin_max+(V0*N) ]*1.3(2)
[0034]可得到变压器Tl的初级侧电压尖峰Vds为650V左右。其中，Vin_max为最高输入电压。考虑到成本因素，希望该电压尖峰Vds控制在600V左右，因此需要适当调整该匝t匕。经分析，当匝比N取值为1.8左右较为合理，此时，利用如下公式:
[0035]Np= (Vin*Ton) / ( Δ B*Ae)(3)
[0036]可得到初级线圈的最低圈数大于50Ts即可，本发明实施例中，选取初级线圈的匝数为54Ts。其中，Ton为变压器Tl的通电时间；Λ B为反激的磁感应强度的变化值，一般取值为0.23 ;Ae为磁芯截面积，该值可通过查表得到。此时，变压器Tl的初级侧电压尖峰Vds为600V，变压器Tl的次级侧的尖峰电压Vos可由如下公式:
[0037]Vos=[ (Vin_max/N) +V0]*1.3(4)
[0038]得到Vos为334V。因此，若第二整流电路2利用整流二极管实现，则整流二极管可选用400-500V的快恢复二极管。
[0039]由上述分析可见，本发明实施例提供的LED背光二合一电源的电路通过固定变压器Tl的匝比以及LED负载两端的电压，来控制占空比的变化，以维持整个电路在一定的输入电压范围内均可正常工作。经计算，变压器Tl的匝比选取1.8，输入电压在140V-264V之间时，18.5寸-24寸显示屏均可正常工作。
[0040]本发明实施例提出的LED背光二合一电源将LED负载等效为稳定电压,米用取样电路对LED负载进行电流采样，由恒流控制电路对取样电路的采样信号进行放大，并由反激控制电路根据恒流控制电路的输出进行相应占空比的调节；同时，利用直流-直流变换电路对电压进行降压变换后，向主板供电。相对于现有技术，该LED背光二合一电源省略了BOOST升压电路，简化了电路结构，降低了产品成本，且电路只有一级电压转换，转换效率可达到82%;同时，该电路无需使用升压电感，避免了可能由升压电感带来的电路可靠性差等问题。另外，该电路通过固定变压器Tl的匝比以及LED负载两端的电压，来控制占空比的变化，以维持整个电路在较宽的输入电压范围内均可正常工作。
[0041]以下对图1中的各部分电路结构分别予以阐述:
[0042]图2示出了图1中反激控制电路5的电路结构。
[0043]具体地，反激控制电路5可包括:第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R4、第四电阻R5、第五电阻R6、第六电阻R7、第七电阻R9、第八电阻R10、第九电阻R11、第十电阻R12、第i^一电阻R13、第十二电阻R14、第一电容Cl、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C7、第一稳压管D1、第一二极管D2、PNP型的第一三极管QUPNP型的第二三极管Q2、N沟道的第一 MOS管Q3、PWM控制芯片Ul。
[0044]其中，第一电容Cl和第二电容C2并联后的一端连接第一直流电VCC，并连接第一三极管Ql的发射极，第一电容Cl和第二电容C2并联后的另一端连接等电势；第一三极管Ql的基极连接第一稳压管Dl的阴极，第一稳压管Dl的阳极连接等电势；第一三极管Ql的基极还通过第一电阻Rl连接第一三极管Ql的集电极；第二电容C2和第四电容C4并联后的一端连接第一二极管D2的阴极，第二电容C2和第四电容C4并联后的另一端连接等电势；第一二极管D2的阳极连接第二直流电VCCl。
[0045]PWM控制芯片Ul的电流补充控制引脚COMP连接第二电阻R2的一端，PWM控制芯片Ul的供电引脚VDD连接第一直流电VCC，并连接相互串联的第三电阻R4和第四电阻R5的一端，第二电阻R2的另一端、以及PWM控制芯片Ul的电流反馈引脚CS共同作为反激控制电路5的控制端而连接恒流控制电路4的输出端；PWM控制芯片Ul的输出引脚OUT通过第五电阻R6连接第一 MOS管Q3的栅极，并通过第六电阻R7连接第二三极管Q2的基极，第二三极管Q2的发射极连接第一 MOS管Q3的栅极，第二三极管Q2的集电极连接第七电阻R9的一端；第一 MOS管Q3的源极通过相互串联的第五电容C7和第十电阻R12连接第一 MOS管Q3的漏极，并连接第九电阻Rll的一端，第九电阻Rll的另一端连接第七电阻R9的另一端；第七电阻R9的另一端还通过第八电阻RlO连接电流反馈引脚CS，并连接第十二电阻R14的一端；第^ 电阻R13的一端连接第二直流电VCC1,第^ 电阻R13的另一端作为反激控制电路5的第一电源变换端而连接第三初级线圈B5的第一端，第十二电阻R14的另一端作为反激控制电路5的第二电源变换端连接第三初级线圈B5的第二端；相互串联的第三电阻R4和第四电阻R5的另一端作为反激控制电路5的供电端而连接第一整流电路I的输出端；第一 MOS管Q3的漏极作为反激控制电路5的输出端而连接第二初级线圈B2的第二端。
[0046]优选地，本发明实施例中，PWM控制芯片Ul是型号为0B2273A的芯片。
[0047]图3示出了图1中RCD吸收电路8的电路结构。
[0048]具体地，RCD吸收电路8可包括:第六电容CS、第二二极管D3、第十三电阻R15、第十四电阻R16、第十五电阻R17。
[0049]其中，第十三电阻R15和第十四电阻R16并联后的一端连接第六电容CS的一端，第十三电阻R15和第十四电阻R16并联后的另一端连接第十五电阻R17的一端，并连接第二二极管D3的阴极；第十五电阻R17的另一端连接第六电容CS的另一端，并作为RCD吸收电路8的第一端而连接第一初级线圈BI的第一端，第二二极管D3的阳极作为RCD吸收电路8的第二端而连接第二初级线圈B2的第二端。
[0050]图4示出了图1中第二整流电路2的电路结构。<