信号处理设备、信号处理方法以及信号处理程序的制作方法

专利名称：信号处理设备、信号处理方法以及信号处理程序的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于消除噪声、干扰信号以及混合在信号中的回声的信号处理技术。
背景技术：
背景噪声通常叠加在从麦克风或手持送受话器等输入的语音信号上，当进行语音编码和语音识别时这会成为很大的问题。作为目标在于消除听觉上叠加的噪声的信号处理设备，专利文献I公开了一种使用自适应滤波器的2-输入型噪声消除设备。由专利文献I所公开的2-输入型噪声消除设备使用自适应滤波器来产生与在语音输入端处混合在语音中的噪声成分相对应的伪噪声，该自适应滤波器近似于从噪声源到语音输入端的声学路径(噪声路径)的脉冲响应。并且，通过从被输入到语音输入端的信号(混合信号)中减去为噪声，噪声消除设备进行操作以便可以抑制噪声成分。这里，混合信号是指其中混合了语音信号和噪声的信号，并且通常从麦克风或手持送受话器提供至语音输入端。进一步地，参考信号是指与噪声源中的噪声成分有相关性的、在噪声源附近捕获到的信号。以这种方式，通过在噪声源附近捕获参考信号，假设参考信号近似地等于噪声源中的噪声成分是有 可能的。提供给参考输入端的参考信号被输入到自适应滤波器中。[现有技术文献][专利文献][专利文献I]日本专利申请公开N0.1996-24108
发明内容
本发明要解决的问题假设上面提到的2-输入型噪声消除设备在噪声源附近捕获参考信号。当噪声消除设备无法在噪声源附近捕获参考信号时，脉冲响应的影响不能被忽略，其对应于从噪声源到捕获参考信号的空间位置的空间传输路径(附加的噪声路径)。具体地，由于该附加噪声路径导致了到自适应滤波器的输入的延迟，所以伪噪声也存在延迟，并且无法通过从混合信号中减去伪噪声而实现足够的噪声消除。本发明的目标在于提供一种解决上述问题的技术。解决问题的手段信号处理设备，包括:第一输入装置，用于获得第一混合信号，在第一混合信号中混合了第一信号和第二信号；第二输入装置，用于获得第二混合信号，在第二混合信号中以与第一混合信号不同的比率混合了第一信号和第二信号；延迟装置，用于通过基于从第二信号的产生源到第二输入装置的传输距离而以一延迟量延迟第一混合信号来产生延迟的第一混合信号；减法装置，用于输出估计的第一信号，在该估计的第一信号中从延迟的第一混合信号中减去伪第二信号；以及自适应滤波装置，用于将基于估计的第一信号更新的系数应用于第二混合信号来产生伪第二信号。一种信号处理方法，包括:获得第一混合信号，在第一混合信号中混合了第一信号和第二信号；获得第二混合信号，在第二混合信号中以与第一混合信号不同的比率混合了第一信号和第二信号；通过基于从第二信号的产生源直到第二混合信号被输入的传输距离而以一延迟量延迟第一混合信号来产生延迟的第一混合信号；输出估计的第一信号，在该估计的第一信号中已经从延迟的第一混合信号中减去了伪第二信号；以及通过将基于估计的第一信号而更新的系数应用于第二混合信号而产生伪第二信号。一种信号处理程序，使得计算机执行步骤，该步骤包括:用于获得第一混合信号的步骤，在第一混合信号中混合了第一信号和第二信号；用于获得第二混合信号的步骤，在第二信号中以与第一混合信号不同的比率混合了第一信号和第二信号；用于通过基于从第二信号的产生源直到第二混合信号被输入的传输距离而以一延迟量延迟第一混合信号来产生延迟的第一混合信号的步骤；用于输出估计的第一信号的步骤，在该估计的第一信号中已经从延迟的第一混合信号中减去了伪第二信号；以及用于将基于估计的第一信号而更新的系数应用于第二混合信号来产生伪第二信号的步骤。本发明的效果根据本发明，即使在无法在第二信号产生源附近捕获第二混合信号时，也能够实现足够的第二信号的消除。


[图1]图1为示出了根据本发明第一示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图2]图2为示出了根据本发明第二示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图3]图3为示出了根据本发明第三示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。 [图4]图4为示出了根据本发明第三示例性实施例的可变延迟单元的配置的框图。[图5]图5为示出了根据本发明第四示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图6]图6为示出了根据本发明第四示例性实施例的可变延迟单元的配置的框图。[图7]图7为示出了根据本发明第五示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图8]图8为示出了根据本发明第五示例性实施例的可变延迟单元的配置的框图。[图9]图9为示出了根据本发明第六示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。

[图10]图10为示出了根据本发明第六示例性实施例的自适应滤波器的配置的框图。[图11]图11为示出了根据本发明第六示例性实施例的自适应滤波器的配置的框图。
[图12]图12为示出了根据本发明第七示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图13]图13为示出了根据本发明第八示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图14]图14为示出了根据本发明第九示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图15]图15为示出了根据本发明第十示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图16]图16为示出了根据本发明第十一示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。[图17]图17为示出了根据本发明另一示例性实施例的信号处理设备的配置的框图。
具体实施例方式下面将参考附图对本发明的示例性实施例进行详细的示例性描述。然而，在下面的示例性实施例中提到的部件始终是范例，并不是要将本发明的技术范围限定于此。(第一示例性实施例)作为本发明第一示例性实施例的信号处理设备100将使用图1进行描述。信号处理设备 100包括第一输入单元101、第二输入单元102、减法单元103、自适应滤波器104以及延迟单元105。这里，第一输入单元101获得第一混合信号XP(k)，在该第一混合信号中混合有来自第一信号产生源160的第一信号以及来自第二信号产生源170的第二信号。进一步地，第二输入单元102获得第二混合信号Xk(k)，在该第二混合信号中第一信号与第二信号以不同于第一混合信号Xp (k)的比率混合。进一步地,延迟单兀105基于从第二信号的产生源170到第二输入单兀102的传输距离来延迟第一混合信号XP(k)以产生延迟的第一混合信号。减法单元103从延迟的第一混合信号Xp(k)中减去估计被混合在第一混合信号XP(k)中的伪第二信号n(k)，并输出估计的第一信号e(k)。进一步地，自适应滤波器104将基于估计的第一信号e(k)更新的系数应用于第二混合信号Xk(k)而产生伪第二信号n (k)。根据上述的配置，即使在无法在第二信号产生源170附近捕获第二混合信号时，实现足够的第二信号的消除也是可能的。(第二示例性实施例)作为根据本发明的信号处理设备的第二示例性实施例，将会描述噪声消除设备，其从劣化信号(一种其中混合有期望信号和噪声的信号)中消除全部或者部分噪声并且输出增强的信号(一种其中的期望信号已被增强的信号)。图2为示出了噪声消除设备(噪声消除器)200的整个配置的框图。噪声消除设备200还用作多种设备的一部分，比如数码相机、膝上型计算机以及蜂窝电话，然而，本发明并不局限于此，而是可以应用于所有被要求对输入信号中进行噪声消除的信息处理设备。如图2所示，根据该示例性实施例的噪声消除设备200包括自适应滤波器204、减法单元203以及固定延迟单元205，消除了从输入端201和202输入的信号中所包括的至少一部分噪声，并且从输出端206输出结果。进一步地，噪声消除设备200操作在如下的环境中，在该环境中存在作为第一信号的产生源的期望信号源290、作为第二信号的产生源的噪声源291以及噪声路径293和294。该噪声消除设备200操作的要点是，变换与要通过自适应滤波器消除的噪声具有相关性的信号并产生伪噪声，并且通过从其上叠加有噪声的语音信号中减去伪噪声来消除噪声。该实施例的特点是，噪声消除设备200在对叠加有噪声的语音进行延迟之后减去伪噪声。其中混合有语音和噪声的主信号(第一混合信号)作为样本值序列被提供给第一输入端201，噪声消除设备200将输入的主信号提供给固定延迟单元205。固定延迟单元205将主信号延迟正好D个样本，并将经过延迟的主信号提供给减法单元203。这里，D为自然数。与噪声具有相关性的参考信号(第二混合信号)作为样本值序列被提供给输入端202，噪声消除设备200将输入的参考信号提供给自适应滤波器204。参考信号从输入端202被提供给自适应滤波器204。噪声消除设备200将输入的参考信号提供给自适应滤波器204。自适应滤波器204对参考信号和滤波器系数进行卷积运算，并将结果作为伪噪声传送至减法单元203。从输入端201获得并且被延迟了 D个样本的主信号被提供给减法单元203。伪噪声被从自适应滤波器204提供给减法单元203。减法单元203从经过延迟的主信号中减去伪噪声，并且将结果作为输出传送给输出端206，同时也向自适应滤波器204反馈。自适应滤波器204使用从输入端202提供的参考信号以及从减法单元203反馈的输出来更新系数以便使减法单元203的输出功率最小。专利文献I公开了作为这种自适应滤波器的系数更新算法的“LMS算法(最小均方算法)”和“LIM(学习标识方法)”。LIM也被称为标准化LMS算法。即使在无法在噪声源附近捕获参考信号时，信号处理也能够实现足够的消除。能够通过固定延迟单元205实现信号`处理的原因如下。首先，假定用Xk(k)表示参考信号，用Ii1 (k)表不自适应滤波器204的输出。另外,用Iitl (k)表不噪声源信号,用s (k)表不语音源信号，用H1表示从噪声源到输入端201的声学路径(噪声路径293)上的特征向量(脉冲响应)，用H2表示从噪声源到输入端202的声学路径(噪声路径294)上的特征向量(脉冲响应)。为了描述方便，假设这些声学路径是非时变的，并且忽略与时间概念相对应的样本号k。当用XtlGO表示参考信号矢量，用W(k)表示自适应滤波器的系数矢量，用M表示tap的数量，用NtlGO表示由噪声源信号的时间序列样本IitlGO所构成的噪声源信号矢量，用hjj)，j = O、1、……、M-1，表示噪声路径293上的特征向量的因子，以及用h2(j)，j = O、1、……、D-1，表示噪声路径294上的特征向量的因子时，X0(k)、W(k)、N0(IH1以及H2由下面从(公式O)到(公式4)的公式表示。XtlGO = [xE(k), xE(k-l)..., xE(k-M+l) ]τ......(公式 O)W (k) = [w(k,0), w(k, I)…，w((k, Μ_1)]τ......(公式 I)N0(k) = [n0(k), nO(k-l)..., n0(k-M+l)]T......(公式 2)H1 = Di1 (0)，Ii1 (I)…，Ii1 (M-1) ]τ......(公式 3)H2= [h2(0)，h2(l)...，h2(D-l)]T......(公式 4)这里，[]τ表示矩阵的转置。
主信号Xp(k)、自适应滤波器204的输出Ii1GO以及参考信号Xk(k)由下面从(公式5)到(公式7)的公式表不。Xp (k) = s (k) +H1t^N0 (k)......(公式 5)Ii1 (k) = Wt (k) *N0 (k)......(公式 6)xE (k) = H2t^N0 (k)......(公式 7)当在噪声源附近能够捕获参考信号时，噪声路径294上的脉冲响应H2将为I。在这种情况下，在不存在固定延迟单元205时，减法单元203的输出ei(k)可以使用从(公式4)到(公式7)的公式由下面的(公式8)表示。e ! (k) = xP(k) -1i1 (k) = s (k) + H1T*N0(k) - ffT(k) *N0(k)=
s (k) + (k)} *nq (k)……(公式 8)也就是，当H/ = ffT(k)成立时，θ! (k) = S(k)成立,并且噪声得以消除。通过这种方式，噪声得以消除的条件就是自适应滤波器204具有与噪声路径293相同的脉冲响应。这表示，从噪声源291经过自适应滤波器204到减法单元203的路径的电特性与从噪声源291经过噪声路径293到减法单元203的路径的电特性是相同的。然而，当噪声路径294存在时，该条件得不到满足。当无法在噪声源的附近捕获参考信号时，噪声路径294上的脉冲响应H2将不为I。由于这种原因，当从噪声源 291经过噪声路径294以及自适应滤波器204到减法单元203的路径的电特性与从噪声源291经过噪声路径293到减法单元203的路径的电特性相同的时候，噪声被完全消除。通过改变自适应滤波器204的频率特性，应对由噪声路径294的特性所引起的对频率特性的影响是可能的。也就是，使从噪声源291经过噪声路径294以及自适应滤波器204到减法单元203的路径的频率特性与从噪声源291经过噪声路径293到减法单元203的路径的频率特性相同是有可能的。然而，不可能通过自适应滤波器的特性的变化来应对由噪声路径294的特性所引起的对延迟特性的影响。这是因为自适应滤波器204无法实现负延迟特性。由于这种原因，根据该示例性实施例，引入了固定延迟单元205，由噪声路径294的特性所引起的对延迟特性的影响得以抵消。也就是，固定延迟单元205产生了足以抵消由噪声路径294的特性所引起的对延迟特性的影响的延迟。因此，使从噪声源291经过噪声路径294以及自适应滤波器204到减法单元203的路径的延迟特性与从噪声源291经过噪声路径293以及固定延迟单元205到减法单元203的路径的延迟特性相同是有可能的。固定延迟单元205不会对频率特性产生任何影响。因此，在从噪声源291经过噪声路径294以及自适应滤波器204到减法单元203的路径和从噪声源291经过噪声路径293以及固定延迟单元205到减法单元203的路径上，频率特性以及延迟特性二者均分别变得相同。因此，在减法单元203的输出处噪声得以完全消除。根据该示例性实施例，通过上述的配置，噪声消除设备200在延迟主信号之后减去了伪噪声。由于噪声消除设备200根据伪噪声发生的延迟对主信号进行延迟，所以即使在无法在噪声源附近捕获参考信号时也可能使伪噪声与主信号的相对延迟为零。由于这种原因，即使在无法在噪声源附近捕获参考信号时，噪声消除设备200也能实现足够的噪声消除。(第三示例性实施例)
将使用图3对作为根据本发明的信号处理设备的第三示例性实施例的噪声消除设备300进行描述。在与第二示例性实施例进行比较时，根据该示例性实施例的噪声消除设备300与第二示例性实施例的不同在于，具有可变延迟单元305，而并非固定延迟单元205。由于除了这些元件之外的其它组成部分与第二示例性实施例是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。输入端201向可变延迟单元305提供主信号。可变延迟单元305将从输入端201提供的主信号延迟D个样本，并将结果提供给减法单元203。减法单元203的输出被反馈给可变延迟单元305。可变延迟单元305使用主信号以及减法单元203的输出来调整延迟样本的数量D以便减法单元203的输出功率变为最小。可变延迟单元305的内部配置如图4所示。可变延迟单元305包括延迟元件401、4012、……JOllr1、选择单元411以及控制单元412。延迟元件401^401^……、401n_2分别将被提供的信号延迟一个样本，并将经过延迟的信号提供给下一个延迟元件。另外，延迟元件401^401^……JOllri将输出提供给选择单元411。选择单元411在被提供的信号中选择一个并输出该经过延迟的信号。当选择单元411选择延迟元件401d并输出延迟信号时，作为结果可变延迟单元305将主信号延迟D个样本。控制单元412计算可变延迟单元305应该使用被提供的信号而延迟的样本数量，并将该信息提供给选择单元411。选择单元411选择与从控制单元412提供的信息相对应的延迟元件的输出，并且进行输出。作为控制单元412确定将要延迟的样本数量D的过程，可以使用D.M.Etter等人，“System Modeling Using an Adaptive Delay Filter，，，IEEE Transactions on Circuitsand Systems,770-774页，1987年7月，所公开的自适应延迟滤波器(ADF:自适应延迟滤波器)。ADF使用多个增益固定的延迟来观测误差，并且选择与其它误差最不同的误差所对应的延迟。由于在确定延迟的时候可以为增益设定任意值，所以当增益被设置为I时，ADF可以照原样地应用于该示例性实施例。

进一步地，减法单元203的输出包括与可变延迟单元305的操作无关的语音。因此，对于噪声消除设备300来说，当语音功率足够小时(在预定的阈值或者更小的情况下)，优选地控制可变延迟单元305以及自适应滤波器204的时间应该受到限制。通过调整这种对可变延迟单元305以及自适应滤波器204的选择性控制，噪声消除设备300能够进行更准确的延迟控制以及自适应滤波器系数的更新。噪声消除设备300能够使用由专利文献I所公开的SNR估计方法所获得的SNR来判断语音功率是否足够小。当SNR高时，语音功率大于噪声功率，而当SNR低时，语音功率小于噪声功率。除此之外的SNR估计方法同样是已知的，噪声消除设备300能够使用这些方法中的任何方法来检测语音功率足够小的时刻。根据该示例性实施例，通过上述的配置，即使在无法在噪声源附近捕获参考信号并且针对噪声源的延迟量未知时，也有可能实现如下的信号处理，在该信号处理中能够估计与从噪声源到输入端202的路径相对应的延迟并且能够实现足够的噪声消除。(第四示例性实施例)将使用图5和图6对作为根据本发明的信号处理设备的第四示例性实施例的噪声消除设备500进行描述。在与第三示例性实施例进行比较时，根据该示例性实施例的噪声消除设备500与第三示例性实施例的区别在于，具有可变延迟单元505，而非可变延迟单元305。由于除了这些元件之外的其它组成部分与第三示例性实施例是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。能够从外部设置的最大延迟值Dmax被提供给可变延迟单元505。可变延迟单元505通过与可变延迟单元305相同的操作获得延迟样本数量D，使输入信号产生延迟，该延迟对应于该值与最大延迟值Dmax两者之间较小的值，并且输出经过延迟的信号。可变延迟单元505的示例性配置如图6所示。在与图4中示出的可变延迟单元305的示例性配置进行比较时，其与可变延迟单元305的区别在于，控制单元412被控制单元612替代，而且将最大延迟值Dmax提供给控制单元612。由于除了这些元件之外的其它组成部分与可变延迟单元305是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。控制单元612使用被提供的信号计算可变延迟单元505应该延迟的样本数量，并且将该数量与作为最大延迟值的Dmax进行比较。当计算出的延迟小于Dmax时，控制单元612将计算出的延迟提供给选择单元411,当计算出的延迟大于Dmax时,将Dmax提供给选择单元411。可变延迟单元505限制了从输入端201到输出端206的路径的延迟量的上限值。因此，能够减小输出端206处的增强后的信号的延迟量。根据该示例性实施例，通过上述的配置，即使在无法在噪声源附近捕获参考信号并且针对噪声源的延迟量未知时，噪声消除设备500也能够通过估计与从噪声源到输入端202的路径相对应的延迟并保持增强后的信号的延迟量很小而实现足够的噪声消除。

(第五示例性实施例)将使用图7和图8对作为根据本发明的信号处理设备的第五示例性实施例的噪声消除设备700进行描述。在与第三示例性实施例进行比较时，根据该示例性实施例的噪声消除设备700与第三示例性实施例的区别在于，具有可变延迟单元705，而非可变延迟单元305，并进一步具有控制单元707。由于除了这些元件之外的其它组成部分与第三示例性实施例是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。可变延迟单元705的示例性配置如图8所示。可变延迟单元705具有的配置是，从图4所示的可变延迟单元305中删除了控制单元412。由控制单元412提供的用于选择单元411的控制信号从外部直接提供。位于可变延迟单元705外部的控制单元707实现了控制单元412的功能。控制单元707接收来自自适应滤波器704的滤波器系数矢量W(k)，获得最合适的延迟样本数量D，并将其提供给可变延迟单元705。接下来，将要描述控制单元707使用滤波器系数矢量W(k)来确定延迟样本数量D(k)的过程。为了便于描述，假设滤波器系数矢量W(k)的抽头(tap)数与噪声路径293上的脉冲响应的抽头(tap)数相等。当可变延迟单元705给出的延迟样本数量D等于与噪声路径294相对应的延迟样本数量时，自适应滤波器704的系数值与噪声路径293上的脉冲响应一致。进一步地，当D大于与噪声路径294相对应的延迟样本数量时，自适应滤波器704的系数值在头部中(对应于具有很小延迟的输入信号样本的部分)为零。同时，噪声路径293上的脉冲响应的尾部没有在自适应滤波器704中实现。进一步地，当D小于与噪声路径294相对应的延迟样本数量时，自适应滤波器的系数值与噪声路径293上的脉冲响应除头部之外的部分一致。也就是，噪声路径293上的脉冲响应的头部没有在自适应滤波器704中实现。因此，当自适应滤波器704的抽头的数量与噪声路径293上脉冲响应的抽头的数量相等时，在减法单元203的输出中消除的噪声量在由可变延迟单元705给出的延迟样本数量等于与噪声路径294相对应的延迟样本数量时变为最大。换言之，实现了完美的噪声消除。因此，当可变延迟单元705增加D的值时，与该增加相对应，由自适应滤波器704覆盖(cover)的噪声路径293上的脉冲响应的一部分向左移位(朝着延迟减少的方向)。相反地，当D的值减少时，与该减少相对应，由自适应滤波器704覆盖的噪声路径293上的脉冲响应的一部分向右移位(朝着延迟增加的方向)。当D的值增加时，代替到目前为止已经被自适应滤波器704覆盖的噪声路径293上脉冲响应的尾部的系数，在相同脉冲响应的头部左侧的相邻的系数将会被自适应滤波器704覆盖。在输入信号样本值相同时，每一个系数的噪声消除量与系数绝对值成比例。也就是说，当头部左侧的相邻的系数绝对值大于尾部的系数绝对值时，噪声消除量会增加，当小于时，噪声消除量会减小。类似地，当D的值减小时，代替目前为止已经被自适应滤波器704覆盖的噪声路径293上脉冲响应的头部的系数，在相同脉冲响应的尾部右侧的相邻的系数将会被自适应滤波器704覆盖。也就是说，当尾部右侧的相邻的系数绝对值大于头部的系数绝对值时，噪声消除量会增加，当小于时，噪声消除量会减小。通过总结这些可以发现以下内容。控制单元707将自适应滤波器704将不再覆盖的系数的绝对值与依赖于D的增加或者减少而将新被覆盖的系数的绝对值进行比较，并通过自适应滤波器704覆盖对应于较大系数绝对值的系数而使噪声消除量最大。通过应用这种思路，在该示例性实施例中控制单元707确定延迟样本的数量D(k)。如已经描述的，实质 上，控制单元707应该将自适应滤波器704将不再覆盖的系数绝对值与将新被覆盖的系数绝对值进行比较。然而，在确定延迟样本的数量时，后者的值是未知的。由于这种原因，控制单元707将自适应滤波器704头部的系数值以及尾部的系数值替换为这些值的估计值。具体地，控制单元707，将自适应滤波器704的尾部系数值和头部系数值通过这些值的绝对值来进行比较，并判定较大的值更加重要并且对噪声消除的贡献大。已知噪声路径293上的脉冲响应的包络和与之近似的自适应滤波器704的系数绝对值平滑地衰减。因此，当自适应滤波器704的头部系数值大于尾部系数值时，可以预期，头部左侧(脉冲响应中小延迟的一侧)的系数值大于尾部右侧(脉冲响应中大延迟的一侧)的系数值。因此，控制单元707评估自适应滤波器704的头部系数值和尾部系数值的大小，并判断新的系数应该放在哪一侧。总之，在该示例性实施例中，控制单元707评估自适应滤波器704的头部系数与尾部系数对噪声消除的贡献(=重要性)，并控制可变延迟单元705以便在头部更加重要时将使D(k)增加，当尾部重要时将使D(k)减小。作为这种重要性的指标，可以使用系数绝对值、系数平方值、这些值的时间平均值，进一步地，空间平均值、相邻的系数值(自适应滤波器当前所覆盖范围外的系数)，或者这些的组合。到目前为止，为了描述的方便，通过假设滤波器系数矢量W(k)的抽头的数量M与噪声路径293上脉冲响应的抽头的数量相等而对该示例性实施例进行了描述。当这样的假设不成立并且自适应滤波器704具有超过M的抽头数量Mo (Mo > M)，M个抽头之外的系数值收敛于零。进一步地，当仅具有低于M的抽头数量Mu (Mu < M)时，自适应滤波器704的头部和尾部的系数绝对值将为零值或更多。在后一种情况下，由于自适应滤波器704的系数不够，通过有限数量的系数实现的最大噪声消除量会成为问题。在任何情况下，类似于自适应滤波器704的抽头的数量等于噪声路径293上的脉冲响应的抽头数量的情况，控制单元707评估自适应滤波器704的头部系数值和尾部系数值的大小，并判断新的系数应该放在哪一侧。[头部系数和尾部系数大小的比较，以及延迟的计算:通过系数平方值或绝对值求和比较的方法]对于特定的关于多个自适应滤波器的部分系数的大小比较的方法，可以参考日本专利申请公开N0.1994-318885。日本专利申请公开N0.1994-318885公开了一种带分自适应滤波器中的方法，用于在两个带中的不同的自适应滤波器之间进行自适应滤波器尾部系数值的大小比较。在此方法中，代替两个自适应滤波器的尾部系数值，能够在本示例性实施例中对自适应滤波器704的头部系数值与尾部系数值进行大小比较。具体地，控制单元707获得自适应滤波器704的头部滤波器系数和尾部滤波器系数的各自P个抽头的系数平方和，并对其进行比较。在这里，P为自然数。当P= I时，控制单元707比较头部系数的平方值与尾部系数的平方值。在对这些值进行比较时，可以使用系数绝对值替代系数平方值。随着P变得更大，对来自滤波器系数的包络的离差(dispersion)进行 补偿的效果也变大，并且控制单元707能够进行稳定的比较。进一步地，日本专利申请公开N0.1994-318885也公开了一种在对上面提到的系数平方值的和取时间平均值之后进行比较的方法。通过应用取平均值的操作，能够减小由系数值的统计不确定性造成的影响，并且能够获得准确的延迟样本的数量D。[头部系数和尾部系数大小的比较，以及延迟的计算:通过系数平方值或绝对值的包络斜率的方法]到目前为止所描述的对延迟样本数量D的计算是使用自适应滤波器704的头部和尾部的系数值进行的。控制单元707还能够通过基于系数包络斜率估计将要新放置的系数值而进行延迟样本数量D的计算。该包络可以是系数绝对值的包络或者系数平方值的包络。当将系数包络斜率应用于自适应滤波器704的头部系数和尾部系数时，控制单元707能够获得头部左侧的相邻系数值以及尾部右侧的相邻系数值的估计值。具体地，控制单元707从头部系数或者尾部系数的平方值或者绝对值中减去系数平方值或者系数绝对值的包络斜率(对应于一个抽头的系数平方值或者系数绝对值的变化的部分)。由此，控制单元707获得了头部左侧以及尾部右侧的相邻系数平方值或相邻系数绝对值的估计值。其中较大的估计值是根据延迟样本数量D的增加或减少而应该被新覆盖的系数。当系数处于自适应滤波器704头部侧时，D增加，当系数处于尾部侧时，D减少。进一步地，当头部和尾部的任何新的系数估计值大于头部和尾部的任何当前系数值时，控制单元707确定D的值以便自适应滤波器704新覆盖较大的系数值。在获得头部左侧的相邻系数值以及尾部右侧的相邻系数值的估计值时，除了包络斜率，控制单元707需要头部的系数值以及尾部的系数值。和那些值一样，还可以使用当时自适应滤波器704的头部以及尾部的系数平方值或者系数绝对值。进一步地，当考虑到系数值本身正在变化时，能够通过使用这些值的绝对值的时间平均值来使系数值的估计准确性提闻。控制单元707不仅仅取时间平均值而且取空间平均值(滤波器抽头方向上的平均值)同样是有效的。例如，控制单元707取头部和尾部的P个抽头的系数平方值或者系数绝对值的平均值，并且能够将这些值作为头部的系数值以及尾部的系数值的估计值。进一步地，因为这样的平均值代表位于作为计算主体的P个抽头的中部的系数值，在进一步使用系数包络斜率进行补偿之后，控制单元707能够将其用作头部系数值以及尾部系数值的估计值。使用斜率进行的特定的补偿能够通过接下来的过程进行。控制单元707首先对P个抽头的系数平方值或者绝对值求平均，并获得位于P个抽头的中部的系数平方值或绝对值的估计值。控制单元707从该估计值中减去系数平方值或绝对值的包络斜率与P/2的乘积，并将其作为自适应滤波器704的头部和尾部的系数平方值或系数绝对值。当进一步从那些系数值中减去系数包络斜率时，控制单元707能够获得头部左侧的相邻系数值以及尾部右侧的相邻系数值的估计值。进一步地，在获得头部系数值以及尾部系数值的估计值的过程中，代替减去系数平方值或绝对值的包络斜率与p/2的乘积，控制单元707可以减去斜率与p/2+l的乘积。通过使用这个减法结果，控制单元707能够直接地获得头部左侧的相邻系数值以及尾部右侧的相邻系数值的估计值，并且能够实现运算数量的减少。[系数包络的估计方法]系数平方值或系数绝对值的包络能够通过接下来的过程获得。首先，控制单元707获得与自适应滤波器704的头部和尾部的系数平方值或系数绝对值有关的P个抽头的平均。控制单元707进一步对相邻的P个抽头进行相同的计算。控制单元707分别针对头部侧和尾部侧获得两个平均值之间的差，并且通过将其除以P，能够获得头部侧和尾部侧的系数平方值或系数绝对值的包络。或者，控制单 元707针对那P个抽头获得对应于系数平方值或系数绝对值的回归曲线，并能够将该回归曲线作为包络。尽管回归曲线的阶数能够被设置为众多的值中的一个值，通过对回归曲线进行初级近似所获得的线的斜率将是要得到的包络斜率。进一步地，在对回归曲线的计算中，控制单元707还有可能通过单独地预先处理从正系数值获得的系数平方值或系数绝对值的集合以及从负系数值获得的集合而获得回归曲线，并且将通过积分或者选择而获得的回归曲线作为包络。进一步地，控制单元707还能够通过用P除当在自适应滤波器704的头部和尾部选择时选中的P个抽头两端的系数平方值或系数绝对值之间的差而获得包络。控制单元707能够通过使用这两端的系数平方值或系数绝对值的时间平均值来排除系数值的统计不确定性的影响。这种方法的特点在于其是运算量少的、最容易的计算方法。[初始延迟值与更快的收敛]当开始估计延迟样本数量D时，优选地选取自适应滤波器704所具有的抽头数量的一半，也就是说，M/2作为初始值。这是即使自适应滤波器704所覆盖的范围由于D的改变而向右移动或者向左移动时都能够同样进行应对的初始值。当事先获得了 D的值的估计值时，优选的是将该估计值作为初始值。进一步地，当给定最大延迟值Dmax时，优选的是取O和Dmax的中间的Dmax/2作为初始值。
延迟样本数量D从初始值开始到达到最优值所需的时间(收敛时间)尽可能的短是期望的。关于收敛时间的减少，日本专利申请公开N0.1996-079137以及日本专利申请公开N0.1999-355182公开了在带分自适应滤波器中分配最适合的抽头数量的问题。同样地，在该示例性实施例中，日本专利申请公开N0.1996-079137以及日本专利申请公开N0.1999-355182所公开的方法能够照原样地应用于自适应滤波器704的头部以及尾部的系数。日本专利申请公开N0.1996-079137公开了一种方法，其使用被分配了系数的带分自适应滤波器(带)的偏差来控制要同时被重分配的系数的数量(重分配的数量)。当系数被相继地分配给特定的自适应滤波器(带)时，重分配的数量增加，而当被分配了系数的自适应滤波器(带)的数量在平均值上变化时，要重分配的系数的数量减少。根据该示例性实施例，当延迟样本的数量D持续地增加或减少时，D的变化量增力口，并且，相反地，当D增加或者减少但却并非在一个方向上持续变化时，D的变化量减少。D的变化量的最小值为1，最大值能够被设置为任意值。进一步地，替代观测连续的变化，控制单元707能够评估在一个方向上变化的可能性。例如，在连续的10次变化中，如果D增加7次或更多(0.7或者更大的可能性)，控制单元707增加变化量，而在7次或更少时减少变化量。日本专利申请公开N0.1999-355182公开了一种方法，用于获得系数值的包络，使用该包络斜率估计最合适的系数数量，并且将其·作为临时的最合适的系数数量。该包络可以是系数绝对值包络或者系数平方值包络。通过使用临时的最合适的系数数量作为初始值而使系数的数量得以进一步优化。在获得临时的最合适的系数数量之前，使用另一个初始值并且进行系数的分配。该示例性实施例的噪声消除设备700获得自适应滤波器704的头部和尾部的系数的包络，并使用该包络斜率来估计额外需要的系数数量。噪声消除设备700能够从包络与零相交的位置获得额外需要的系数数量。噪声消除设备700通过该方式获得头部和尾部额外需要的系数的数量。通过该方式获得的两个值的平均值将是延迟样本数量D的最佳值。因此，噪声消除设备700将其设为初始值，并再次对D进行优化。进一步地，代替两者的平均值，噪声消除设备700还能够确定使对实际的噪声消除的贡献变得最大的D。在这种情况下，噪声消除设备700使用与头部和尾部相对应的额外需要的系数的数量来计算包络与水平轴所包围的面积，并且将该面积近似等于的值作为额外需要的新的系数的数量。噪声消除设备700求这些值的平均值，并使用该平均值作为延迟样本数量D的值来再次开始对D进行优化。进一步地，在获得这里所描述的平均值的计算中，尾部额外需要的系数的数量被用作负值，而头部额外需要的系数的数量用作正值。这是因为，自适应滤波器704所覆盖的脉冲响应，在D的值增加时向头部的左侧移动，在D的值减少时向尾部的右侧移动。正如已经在第三示例性实施例中描述的，当语音的功率足够小时，噪声消除设备700可以限制用于控制可变延迟单元705以及在该情况内的自适应滤波器204的定时。噪声消除设备700能够通过向可变延迟单元705以及自适应滤波器704应用这样的选择性控制而进行更加准确的延迟控制以及自适应滤波器系数的更新。进一步地，噪声消除设备700还能够选择性地应用收敛加速。例如，当加速被应用并且D的变化量变小时，噪声消除设备700将D的变化量固定为I。通过该方式，噪声消除设备700能够通过只在早期阶段应用加速而在短时间内稳定地进行延迟估计。(第六示例性实施例)将使用图9至图11对作为根据本发明的信号处理设备的第六示例性实施例的噪声消除设备900进行描述。在与第五示例性实施例进行比较时，根据该示例性实施例的噪声消除设备900与第五示例性实施例的不同在于，具有控制单元907而并非控制单元707，具有自适应滤波器904而并非自适应滤波器704。由于除了这些元件之外的其它组成部分与第五示例性实施例是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。控制单元907接收来自自适应滤波器904的滤波器系数矢量W (k)并获得最适合的延迟样本数量D,并将其提供给可变延迟单元705。进一步地,控制单元907获得新获得的延迟样本数量D(k)与之前刚刚获得的延迟样本数量D (k-1)之间的差AD(k)，并向自适应滤波器904反馈。也就是，如下的(公式8)成立。Λ D (k) =D (k) -D (k_l)......(公式 8)自适应滤波器904使用从控制单元907提供的AD(k)来对系数值移位。自适应滤波器904中系数移位的状态如图10和图11所示。图10表示当延迟D(k)减少时(AD(k)=-1)时的系数 移位的状态，而图11表示分别与延迟D(k)增加(AD(k) = +1)的情况相对应的系数移位的状态。在图10中，移位单元1001将之前为w(k 0)、w(k I)、......、w(k，M_l)的系数值移
位为w(k I)、……、w(k，M-l)、0。这些系数值由乘法单元1002分别乘以Xk (k)到XK(k_M+l)。加法单元1003对这些乘积求和并作为Ii1 (k)输出。在图11中，移位单元1001将之前为w(k O)、w(k I)、......、w (k，M_l)的系数值
移位为0、w(k 0)、w(k I)、……、w(k，M-2)。这些系数值由乘法单元1002分别乘以XK(k)到XK(k-M+l)。加法单元1003对这些乘积求和并作为Ii1 (k)输出。在图10和图11中，尽管已经描述了 I AD(k) | = I的情况，但本发明并不局限与此，移位单元1001的移位量I AD(k) I可以为2或者更多。例如，当延迟D(k)减少了
d ( Δ D (k) = -d)时,移位之前为w (k 0)、w(kl)、......、w(k, M_l)的系数值在移位之后将
为 w(k, d)、......、w(k, M-1)、0、......、0。另一方面，当延迟 D (k)增加了 d( Δ D (k) =+d)
时，移位之前为w (k 0)、w(k I)、......、w(k,M-l)的系数值在移位之后将为O、......、0、w(k
O)、......、w(k, M-d-l)。(第七示例性实施例)将使用图12对作为根据本发明的信号处理设备的第七示例性实施例的噪声消除设备1200进行描述。在与第六示例性实施例进行比较时，根据该示例性实施例的噪声消除设备1200与第六示例性实施例的不同在于，具有控制单元1207而并非控制单元907。由于除了这些元件之外的其它组成部分与第六示例性实施例是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。能够从外部设置的最大延迟值Dmax被提供给控制单元1207。控制单元1207使用与从自适应滤波器904提供的系数有关的信息来计算延迟样本数量D (k)，并将该数量与最大延迟值Dmax进行比较。当延迟样本数量D(k)小于Dmax时，D(k)被提供给可变延迟单元705,当D(k)大于Dmax时,Dmax被提供给可变延迟单元705。可变延迟单元705限制从输入端201到输出端206的路径上的最大延迟量。因此，能够使输出端206中经过增强的信号的延迟量较小。根据该示例性实施例，通过上述的配置，即使在无法在噪声源附近捕获参考信号并且针对噪声源的延迟量未知时，与从噪声源到输入端202的路径相对应的延迟也能得到估计，并且能够在保持增强后的信号的延迟量较小的同时实现足够的噪声消除。(第八示例性实施例)将使用图13对作为根据本发明的信号处理设备的第八示例性实施例的噪声消除设备1300进行描述。在与第六示例性实施例进行比较时，根据该示例性实施例的噪声消除设备1300与第六示例性实施例的不同在于，具有控制单元1307而并非控制单元907，具有自适应滤波器1304而并非自适应滤波器904。由于除了这些元件之外的其它组成部分与第六示例性实施例是相同的，这里将相同的标记分配给相同的组成部分，并将省略描述。控制单元1307接收来自输入端202的参考信号，接收来自自适应滤波器1304的系数矢量W(k)，获得最 适合的延迟样本数量D (k)，并将其提供给可变延迟单元705。进一步地,控制单元1307获得新获得的延迟样本数量D(k)与之前刚刚获得的延迟样本数量D (k-Ι)之间的差Λ D (k)，并向自适应滤波器1304反馈。进一步地，控制单元1307获得使用参考信号、系数矢量W(k)和AD(k)而被新设置给头部或尾部的系数值的初始值，并将其提供给自适应滤波器1304。自适应滤波器1304使用从控制单元1307提供的AD(k)对系数值进行移位。进一步地，自适应滤波器1304将从控制单元1307提供的值设置为初始系数值，该初始系数值被新设置给没有通过系数值的移位而获得该初始值的头部或尾部。[头部和尾部的系数值的初始值设置]根据上述的第六示例性实施例，在图10和图11中，在延迟样本数量D(k)已经进行了改变之后，针对头部和尾部的每个系数值的系数更新以取O作为初始值开始。相反地，根据该示例性实施例，系数更新在已经像其他系数那样为这些系数的初始值设置了适当的值之后开始。由此，能够实现更快的系数收敛以及延迟样本数量的收敛时间的减少。控制单元1307能够使用系数平方值或绝对值的包络确定系数的初始值，其相当于向自适应滤波器1304的头部或尾部新添加的一个系数。因为，近似地认为与新添加的系数相当的这些系数同样遵循包络是有可能的。当控制单元1307推断通过第五示例性实施例中描述的方法获得的包络的一个抽头的一部分时，该值将会是与新添加的系数相当的系数的期望值(估计值)。当包络近似为直线时，控制单元1307可以从自适应滤波器1304的头部或尾部的系数值(平方值或绝对值)中减去该直线的斜率。需要注意的是，已经通过该方法获得的与重新加入的系数相当的系数的期望值持续为平方值或绝对值。控制单元1307能够在平方值、平方根以及绝对值的情况下使用原(intact)值与符号合并而得到的值作为该系数值的初始值。接下来，将描述如何获得新的系数的符号。[如何获得新的系数的符号]自适应滤波器1304的当前输出以及减法单元203的输出被表示在(公式9)和
权利要求
1.一种信号处理设备,包括: 第一输入装置，用于获得第一混合信号，在所述第一混合信号中混合了第一信号和第二信号; 第二输入装置，用于获得第二混合信号，在所述第二混合信号中以与所述第一混合信号不同的比率混合了所述第一信号和所述第二信号； 延迟装置，用于通过基于从所述第二信号的产生源到所述第二输入装置的传输距离而以一延迟量延迟所述第一混合信号，来产生延迟的第一混合信号； 减法装置，用于输出估计的第一信号，在所述估计的第一信号中从所述延迟的第一混合信号中减去了伪第二信号；以及 自适应滤波装置，用于将基于所述估计的第一信号而更新的系数应用于所述第二混合信号来产生所述伪第二信号。
2.根据权利要求1所述的信号处理设备，其中 所述延迟装置使用所述估计的第一信号来控制所述第一混合信号的所述延迟量。
3.根据权利要求1或2所述的信号处理设备，其中 所述延迟装置使用所述自适应滤波装置的所述系数来控制所述第一混合信号的所述延迟量。
4.根据权利要求2或 3所述的信号处理设备，其中 所述延迟装置将所述延迟量控制在不超过预定上限值的范围中。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的信号处理设备，其中 所述自适应滤波装置根据所述延迟量的变化来改变所述系数。
6.—种信号处理方法,包括: 获得第一混合信号，在所述第一混合信号中混合了第一信号和第二信号； 获得第二混合信号，在所述第二混合信号中以与所述第一混合信号不同的比率混合了所述第一信号和所述第二信号； 通过基于从所述第二信号的产生源直到所述第二混合信号被输入的传输距离而以一延迟量延迟所述第一混合信号，来产生延迟的第一混合信号； 输出估计的第一信号，在所述估计的第一信号中已经从所述延迟的第一混合信号中减去了伪第二信号；以及 将基于所述估计的第一信号而更新的系数应用于所述第二混合信号来产生所述伪第二信号。
7.根据权利要求6所述的信号处理方法，包括: 使用所述估计的第一信号来控制所述第一混合信号的所述延迟量。
8.根据权利要求6或7所述的信号处理方法，包括: 使用自适应滤波装置的所述系数来控制所述第一混合信号的所述延迟量。
9.根据权利要求6至8中任意一项所述的信号处理方法，包括: 根据所述延迟量来改变自适应滤波装置的所述系数。
10.一种信号处理程序，所述信号处理程序使计算机执行步骤，所述步骤包括: 用于获得第一混合信号的步骤，在所述第一混合信号中混合了第一信号和第二信号； 用于获得第二混合信号的步骤，在所述第二混合信号中以与所述第一混合信号不同的比率混合了所述第一信号和所述第二信号； 用于通过基于从所述第二信号的产生源直到所述第二混合信号被输入的传输距离而以一延迟量延迟所述第一混合信号，来产生延迟的第一混合信号的步骤； 用于输出估计的第一信号的步骤，在所述估计的第一信号中已经从所述延迟的第一混合信号中减去了伪第二信号；以及 用于将基于所述估计的第一信号而更新的系数应用于所述第二混合信号来产生所述伪第二信号 的步骤。
全文摘要
为了在无法在噪声源附近捕获参考信号时实现充分的噪声消除。本发明的特征在于包括用于获得第一混合信号的第一输入装置，在第一混合信号中混合了第一信号和第二信号；用于获得第二混合信号的第二输入装置，在第二混合信号中以与第一混合信号不同的比率混合了第一信号和第二信号；延迟装置，用于通过基于从第二信号的产生源到第二输入装置的传输距离而以一延迟量延迟第一混合信号来产生延迟的第一混合信号；减法装置，用于输出估计的第一信号，在估计的第一信号中已经从延迟的第一混合信号中减去了伪第二信号；以及自适应滤波装置，用于将基于估计的第一信号更新的系数应用于第二混合信号来产生伪第二信号。
文档编号G10L21/0208GK103229237SQ201180056020
公开日2013年7月31日 申请日期2011年9月26日 优先权日2010年10月12日
发明者杉山昭彦 申请人:日本电气株式会社