用于减少开关损耗的动态IGBT栅极驱动的制作方法
本申请总体上涉及对栅极电流具有至少两个恒定电流水平的混合动力电动的动力传动系统中的igbt的栅极电流的控制。
背景技术：
包括混合动力电动车辆(hev)和电池电动车辆(bev)的电气化车辆依靠牵引电池来向牵引马达提供电力以用于推进，依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(dc)电力转换为交流(ac)电力。通常的ac牵引马达是三相马达，三相马达可通过分别以120度相位分离驱动的三个正弦信号进行供电。牵引电池被配置为在特定电压范围内工作。通常的牵引电池的端电压是大于100伏特的dc电压，牵引电池可以选择性地被称为高电压电池。然而，可通过在不同的电压范围内(通常，以比牵引电池的电压高的电压)工作来实现电机的性能改善。
许多电气化车辆包括dc-dc转换器，dc-dc转换器也被称为可变电压转换器(vvc)，用于将牵引电池的电压转换为电机的工作电压水平。可包括牵引马达的电机可能需要高电压和高电流。由于电压、电流和开关的需求，绝缘栅双极型晶体管(igbt)通常用于在电力逆变器和vvc中产生信号。
技术实现要素：
一种车辆，包括电机、igbt和栅极驱动器。igbt具有栅极、发射极和集电极，并且被配置为使电荷流过电机的相。栅极驱动器被配置为：使电流以第一水平流至栅极，并且响应于所述相上的电压的时间积分大于预定水平而使电流从第一水平转变为小于第一水平的第二水平。
一种控制车辆动力传动系统的igbt的方法包括：使电流以第一水平流至igbt的栅极；响应于igbt上的电压的时间积分大于预定阈值，使电流从第一水平转变至小于第一水平的第二水平。
根据本发明，提供一种控制电力系统的igbt的方法，所述方法包括：通过栅极驱动器使电流以第一水平流至igbt的栅极；响应于igbt上的电压的时间积分超过预定阈值，使电流从第一水平转变至小于第一水平的第二水平。
根据本发明的一个实施例，所述第一水平是基于igbt的栅极电容的。
根据本发明的一个实施例，所述第二水平是基于igbt的集电极电流的变化率的，使得与igbt反向并联连接的续流二极管两端的反向偏置二极管电压不超过击穿阈值。
根据本发明的一个实施例，在起始于栅极驱动器接收到igbt导通信号时且结束于栅极驱动器使igbt截止时的时间段内进行所述时间积分。
根据本发明的一个实施例，所述预定阈值从与电流相关联的电势被推导得到，使得与igbt反向并联连接的续流二极管两端的过冲电压不超过二极管极限值。
一种车辆动力传动系统包括igbt和栅极驱动器。igbt具有栅极、发射极和集电极。栅极驱动器被配置为：使电流以第一水平流至栅极，并且响应于产生的集电极至发射极的电压的时间积分大于预定水平而使电流从第一水平转变为小于第一水平的第二水平。
根据本发明的一个实施例，所述第一水平是基于igbt的栅极电容以及igbt的寄生电感的。
根据本发明的一个实施例，所述车辆动力传动系统还包括与igbt反向并联连接的续流二极管，其中，所述预定水平从与电流相关联的电压被推导得到，使得续流二极管两端的过冲电压不超过二极管极限值。
根据本发明的一个实施例，所述第二水平是基于igbt的集电极电流的变化率的，使得最大二极管电压不超过击穿阈值。
根据本发明的一个实施例，在起始于栅极驱动器接收到igbt导通信号时且结束于栅极驱动器使igbt截止时的时间段内进行所述时间积分。
根据本发明的一个实施例，所述第一水平是基于与igbt的栅极相关联的寄生电感以及igbt的温度的。
附图说明
图1是示出了典型的动力传动系统和能量储存组件以及二者之间的电力逆变器的混合动力车辆的示图。
图2是车载的可变电压转换器的示意图。
图3是车载的电动马达逆变器的示意图。
图4是栅极电流相对于时间的曲线示图。
图5是用于驱动igbt的栅极的方法的流程图。
图6是igbt栅极驱动电路的示意图。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解，公开的实施例仅为示例并且其它实施例可采取各种和替代的形式。附图不一定按比例绘制；一些特征会被夸大或最小化以显示特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能性的细节不应被解释为限制，而仅作为用于教导本领域技术人员多样地采用本发明的代表性基础。如本领域的普通技术人员将理解的，参考任一附图说明和描述的各种特征可与一个或更多个其它附图中说明的特征进行组合，以产生未明确说明或描述的实施例。说明的特征的组合提供了用于典型应用的代表性实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定应用或实施方式。
诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或绝缘栅双极型晶体管(igbt)、反激二极管或续流二极管的半导体器件被广泛应用在各种各样的供电系统中，包括但不限于消费、医疗和工业应用(例如，电动马达和电力逆变器)。这里，说明了对igbt的栅极控制；然而，这些构思和结构也适用于mosfet。igbt的操作由栅极驱动器供应的栅极电压控制。传统的栅极驱动器通常基于利用限流电阻器施加到igbt栅极的电压(大于阈值电压)，传统的栅极驱动器由可开关的电压源和栅极电阻器组成。小的栅极电阻会使开关速度快、开关损耗低，但也会导致半导体器件的负荷(stress)较大，例如，过电压负荷。因此，栅极电阻被选择用于在开关损耗、开关延迟与负荷之间寻求折衷。
与传统的用于igbt导通的栅极驱动器关联的一些缺点包括：对开关延迟时间、电流变化率和电压变化率的控制有限，使得优化开关损耗受到限制。另一个缺点是，栅极电阻通常基于最差情况的工作状况来被选择，从而导致在正常工作状况下的开关损耗过量。例如，在高dc总线电压下，栅极电阻基于电流相对于时间的变化(di/dt)而被选择，以便在负载的二极管反激期间避免过量的二极管电压过冲。然而，在低dc总线电压下，被选择以针对高总线电压进行保护的栅极电阻的使用会导致过量的开关损耗，这是因为尽管二极管过电压低于阈值，但是开关速度却由于栅极电阻而减小。
为了针对整个开关轨迹和所有的操作范围实现最佳的开关性能，智能栅极驱动策略是至关重要的。这里，呈现了提出的逐步式(stepwise)电流源栅极驱动策略，该策略利用工作状况(例如，电压、负载电流、温度等)的反馈，以使igbt导通。在一个实施例中，两步式(two-step)栅极驱动分布概况(profile)由在第一预定时间内驱动的高电流脉冲(ig1)以及跟随的在第二预定时间内驱动的低电流脉冲(ig2)组成。高电流脉冲被选择用于缩短导通延迟时间，以及提高开关速度并降低开关损耗。低电流脉冲降低开关速度，以避免关联的续流二极管上的过量电压过冲。每个脉冲阶段的时序自适应于igbt工作状况(例如，开关电压(vce))，以实现整个操作范围的最佳开关性能。栅极驱动器可基于工作状况产生最长的ig1，以便实现开关损耗最小化，同时将二极管电压过冲保持在安全极限值之内。在低电压的情况下，ig1可以在导通瞬态期间一直存在，从而允许快速完成开关瞬态，以避免过量的导通损耗。
图1描绘了可被称为插电式混合动力电动车辆(phev)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接到混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接到发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接到驱动轴120，驱动轴120机械地连接到车轮122。电机114可在发动机118启动或者关闭时提供推进和减速能力。电机114还能够作为发电机操作并且可通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损耗掉的能量来提供燃料经济效益。电机114还可通过允许发动机118以效率更高的速度运转并允许混合动力电动车辆112在某些状况下运转在发动机118关闭的电动模式下来减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(bev)。在bev构造中，发动机118可以不存在。在其它构造中，电气化车辆112可以是不具有插电能力的全混合动力电动车辆(fhev)。
牵引电池或电池组124储存可以被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流电(dc)输出。牵引电池124可电连接到一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142在断开时可将牵引电池124与其它组件隔离并且在闭合时可将牵引电池124与其它组件连接。电力电子模块126还电连接至电机114并且提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供dc电压而电机114可使用三相交流电(ac)工作来运转。电力电子模块126可将dc电压转化为三相ac电流以运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相ac电流转化为与牵引电池124兼容的dc电压。
车辆112可包括在牵引电池124与电力电子模块126之间电连接的可变电压转换器(vvc)152。vvc152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的dc/dc升压转换器。通过增大电压，可减小电流需求，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可以以较高的效率和较低的损耗运转。
除提供用于推进的能量之外，牵引电池124还可提供用于其它车辆电系统的能量。车辆112可包括dc/dc转换器模块128，dc/dc转换器模块128将牵引电池124的高电压dc输出转化为与低电压车辆负载兼容的低电压dc供应。dc/dc转换器模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12v电池)，用于对辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有适时地操作和控制电负载146的关联的控制器。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为从外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可以连接到电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(evse)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网络或电网。evse138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可将dc或ac电力提供至evse138。evse138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为将电力从evse138传输至车辆112的任何类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可调节从evse138供应的电力，以将适当的电压水平和电流水平提供至牵引电池124。电力转换模块132可与evse138相互作用，以协调至车辆112的电力传输。evse连接器140可具有与充电端口134的对应凹槽匹配的引脚。可选择地，被描述为被电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
一个或更多个车轮制动器144可被提供用于使车辆112减速以及防止车辆112移动。车轮制动器144可为液压致动的、电致动的或前述致动方式的一些组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于运转车轮制动器144的其它组件。为了简要起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。隐含了制动系统150与其它车轮制动器144之间的连接。制动系统150可包括监测与协调制动系统150的控制器。制动系统150可监测制动组件并且控制车轮制动器144用于车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应并且还可自主运转以实施诸如稳定性控制的功能。制动系统150的控制器可实施当被另一控制器或子功能请求时施加请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可通过一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括多个用于通信的信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(can)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(ieee)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过can或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任意硬件组件和软件组件。车辆网络未在图1中示出，但可以隐含了车辆网络可连接到存在于车辆112中的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(vsc)148以协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的vvc152的示图。vvc152可包括输入端子，所述输入端子可通过接触器142连接到牵引电池124的端子。vvc152可包括连接到电力电子模块126的端子的输出端子。vvc152可被操作为使输出端子处的电压大于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制在vvc152内的各个位置处的电参数(例如，电压和电流)的vvc控制器200。在一些配置中，vvc控制器200可被包括作为vvc152的一部分。vvc控制器200可确定输出电压基准
可以控制vvc152的输出电压以达到期望的基准电压。在一些配置中，vvc152可以是升压转换器。在vvc控制器200控制占空比的升压转换器配置中，输入电压vin、输出电压vout与占空比d之间的理想关系可使用下列等式示出：
期望的占空比d可通过测量输入电压(例如，牵引电池电压)并将输出电压设置为基准电压来确定。vvc152可以是将电压从输入电压降低为输出电压的降压转换器。在降压配置中，可以推导出将输入电压和输出电压与占空比相关联的不同表达式。在一些配置中，vvc152可以是可以增大或减小输入电压的降压-升压转换器。此处描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑。
参照图2，vvc152可升高或“提升”由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(hv)dc电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特与400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124与vvc152之间。在接触器142闭合时，hvdc电力可从牵引电池124传输到vvc152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任意电压和电流纹波。vvc152可接收hvdc电力并根据占空比来升高或“提高”输入电压的电势。
输出电容器204可电连接在vvc152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压并减小vvc152的输出处的电压和电流纹波。
进一步参照图2，vvc152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206和开关器件208可被配置为选择性地使电流流向电负载(例如，电力电子模块126和电机114)。开关器件206和开关器件208中的每个可由vvc控制器200的栅极驱动电路(未示出)独立控制并可包括任意类型的可控开关(例如，绝缘栅双极型晶体管(igbt)和场效晶体管(fet))。栅极驱动电路可将基于控制信号(例如，pwm控制信号的占空比)的电信号提供给开关器件206和开关器件208中的每个。二极管可被跨接在开关器件206和开关器件208中的每个上。开关器件206和开关器件208可各自具有相关的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态改变(例如，开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流经开关器件206和开关器件208的电流以及开关器件206上的电压和开关器件208上的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有在所述器件开启时产生的相关的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量vvc152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如，电池124的电压)，并将相应的输入信号(vbat)提供给vvc控制器200。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量输入电容器202两端的电压，该电压与电池电压相对应。第二电压传感器212可测量vvc152的输出电压并将相应的输入信号(vdc)提供给vvc控制器200。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量输出电容器204两端的电压，该电压与dc总线电压相对应。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括将电压缩放到适于vvc控制器200的水平的电路。vvc控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器214可串联电连接在牵引电池124与开关器件206、208之间。输入电感器214可在将能量储存在vvc152中与释放vvc152中的能量之间转换，以使可变的电压和电流能够作为vvc152的输出而提供，并且能够达到期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流并将相应的电流信号(il)提供给vvc控制器200。通过输入电感器214的输入电流可以是vvc152的输入电压与输出电压之间的电压差、开关器件206和开关器件208的导通时间以及输入电感器214的电感l共同作用的结果。vvc控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。
vvc控制器200可被编程为控制vvc152的输出电压。vvc控制器200可通过车辆网络从vvc152和其它控制器接收输入，并确定控制信号。vvc控制器200可监测输入信号(vbat,vdc,il,
提供给vvc152的控制信号可被配置为以特定的开关频率来驱动开关器件206和开关器件208。在开关频率的每个周期内，开关器件206和开关器件208可以以特定的占空比工作。所述占空比限定开关器件206和开关器件208处于开启状态和关闭状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206和开关器件208工作在无关闭的持续开启状态下。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208工作在无开启的持续关闭状态。50％的占空比可使开关器件206和开关器件208在半个周期内工作在开启状态下并且在另一半周期内工作在关闭状态下。用于两个开关器件206、208的控制信号可以是互补的。即，发送到开关器件之一(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送到另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反版本。
由开关器件206和开关器件208控制的电流可包括纹波分量，该纹波分量的幅值随着电流幅值以及开关器件206和开关器件208的开关频率和占空比的变化而变化。相对于输入电流，状况最差的纹波电流的幅值出现在相对高的输入电流的状况期间。当占空比不变时，电感器电流的增大导致纹波电流幅值的增大(根据图4说明)。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最大幅值的纹波电流。电感器纹波电流幅值和占空比之间的一般关系可根据图5被示出。基于这些因素，在高电流以及中等范围的占空比状况下实施测量以减小纹波电流幅值可能是有益的。
在设计vvc152时，可以选择电感器214的电感值和开关频率以满足最大容许的纹波电流幅值。纹波分量可以是出现在dc信号中的周期性变量。纹波分量可以通过纹波分量的幅值和纹波分量的频率来定义。纹波分量可具有处于可听到的频率范围内的谐波，其可增加车辆的噪声信号。此外，纹波分量可能为精确控制由电源供电的器件造成困难。在进行开关的瞬间，开关器件206和开关器件208可以在最大电感器电流(dc电流加纹波电流)处关闭，这会导致在开关器件206两端和开关器件208两端产生大电压峰值。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。通常，随着电流增大，电感可由于达到饱和而减小。
可以选择开关频率以限制在最差情况情境(例如，最高输入电流和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206和开关器件208的开关频率可被选择为大于连接到vvc152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5khz)的频率(例如，10khz)。在一些应用中，vvc152的开关频率可被选择为预定的固定频率。通常为了满足噪声和纹波电流的规格而选择预定的固定频率。然而，预定的固定频率的选择可能无法在vvc152的全部工作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的工作状况下提供最佳结果，但可能是在其它工作状况下的折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206和开关器件208的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况而选择开关频率，但是在最差情况的纹波状况下，vvc152可仅在占总工作时间的小百分比的时间内工作。这会导致可降低燃料经济性的不必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常狭窄的范围内。在这个狭窄的范围内噪声密度增大可导致显著的噪声、振动和不平顺性(nvh)问题。
vvc控制器200可被编程为基于占空比和输入电流而改变开关器件206和开关器件208的开关频率。在保持最差情况的工作状况下的纹波电流目标的同时，开关频率的改变可通过减小开关损耗来改善燃料经济性并减少nvh问题。
在相对高的电流状况期间，开关器件206和开关器件208可能经历增大的电压负荷。在vvc152的最大工作电流处，可能期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可以基于输入电流幅值来选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大至预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以处于在较低的纹波分量幅值与较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可以在工作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续改变开关频率。
vvc控制器200可被编程为响应于电流输入小于预定的最大电流而减小开关频率。所述预定的最大电流可以是vvc152的最大工作电流。开关频率的改变可以基于输入到开关器件206和开关器件208的电流的幅值。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。纹波分量的幅值可随着电流的减小而减小。通过以随着电流减小而减小的开关频率工作，开关损耗减小。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，因此输入功率和输入电流可以以相似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，因此开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比而确定占空比。这样，开关频率还可以基于输入电压与输出电压之间的比而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值为最大值并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长改变或持续改变。
vvc控制器200可被编程为响应于占空比与在预测的纹波分量幅值处于最大值时的占空比值(例如，50％)之间的差值而从预定的最大频率起减小开关频率。当所述差值小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差值减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差值小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率与预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接到可变电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。开关频率还可基于与igbt的栅极相关联的寄生电感。
参照图3，系统300被设置用于控制电力电子模块(pem)126。图3中的pem126被示出为包括多个开关302a至302f(例如，igbt)，所述多个开关302a至302f被配置为共同操作为具有第一相脚316、第二相脚318和第三相脚320的逆变器。虽然逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括附加的相脚。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，pem126可包括多个转换器，并且pem126中的每个转换器包括三个或更多个相脚。例如，系统300可控制pem126中的两个或更多个逆变器。pem126还可包括具有高电力开关(例如，igbt)的dc至dc转换器，以经由升压、降压或其组合来将电力电子模块的输入电压转换为电力电子模块的输出电压。
如图3所示，逆变器可以是dc至ac转换器。在操作中，dc至ac转换器可通过dc总线304(包括dc总线304a和304b)从dc电力线路(powerlink)306接收dc电力，并将dc电力转换为ac电力。ac电力经由相电流ia、ib和ic传输以驱动ac电机(也被称为电机114，诸如图3中描绘的三相永磁同步电机(pmsm))。在这样的示例中，dc电力线路306可包括用于向dc总线304提供dc电力的dc蓄电池。在另一示例中，逆变器可操作为将来自ac电机114(例如，发电机)的ac电力转换成dc电力的ac至dc转换器，dc总线304可将dc电力提供给dc电力线路306。此外，系统300还可控制其它电力电子拓扑结构中的pem126。
继续参照图3，逆变器的相脚316、318和320中的每个都包括电力开关302，电力开关302可由各种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，igbt)。图3中的二极管被标记为da1、da2、db1、db2、dc1和dc2，而图3中的igbt被分别标记为sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2。电力开关sa1、sa2、da1和da2是三相转换器的相脚a的一部分，相脚a在图3中被标记为第一相脚a316。类似地，电力开关sb1、sb2、db1和db2是三相转换器的相脚b318的一部分，电力开关sc1、sc2、dc1和dc2是三相转换器的相脚c320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定配置而包括任意数量的电力开关302或电路元件。二极管(dxx)与igbt(sxx)并联连接，然而，由于极性为了合适的操作而被反向，因此这种构造通常被称作反向并联。这种反向并联构造中的二极管还被称作续流二极管。
如图3所示，电流传感器csa、csb和csc被设置以分别感测相脚316、318和320处的电流流动。图3示出了与pem126分开的电流传感器csa、csb和csc。然而，电流传感器csa、csb和csc可根据pem126的配置而被集成为pem126的一部分。图3中的电流传感器csa、csb和csc被安装成分别与相脚a、b和c(即，图3中的相脚316、318和320)串联，并分别为系统300提供反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(ld)310处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于流过各自的相脚316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，igbt)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有电流镜像输出，电流镜像输出可提供表示ias、ibs和ics的数据/信号。所述数据/信号可表明流过各自的相脚a、b和c的电流的流动方向或电流大小，或者电流的流动方向和大小。
再参照图3，系统300包括逻辑器件(ld)或控制器310。逻辑器件(ld)或控制器310可由各种类型的电子器件和/或基于微处理器的计算机或控制器、或者它们的各种组合来实现。为了实现控制pem126的方法，控制器310可执行嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且存储在易失性存储器312和/或永久存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器中或者被编码到存储在一个或更多个集成电路芯片中的逻辑阵列或门阵列中。如图3所示的实施例，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据各种电流模式或电压模式而流过相脚316、318和320并进入电机114的各个绕组。例如，电流模式可包括流入和流出dc总线304或dc总线电容器308的相电流ia、ib和ic的模式。图3的dc总线电容器308被示出为与pem126分开。但是，dc总线电容器308可被集成为pem126的一部分。
如图3所示，存储介质(下文称为存储器)312(诸如，计算机可读存储器)可存储嵌入有方法或利用方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于pem126中的各种工作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相脚316、318和320的电流的数据或信息。存储器312可以是图3所示的控制器310的一部分。但是，存储器312可被布置在可由控制器310访问的任何适当的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相脚316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般来讲，逆变器的开关配置决定了逆变器如何转换dc电力线路306与电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236来将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为开启状态或关闭状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到开启状态或关闭状态，控制器/ld310向每个电力开关302提供栅极电压(vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压vga1、vga2、vgb1、vgb2、vgc1和vgc2(如图3所示)控制各个电力开关302的开关状态和特性。虽然在图3中逆变器被示出为电压驱动的器件，但是逆变器也可以是电流驱动的器件，或者通过在开启状态与关闭状态之间切换电力开关302的其它策略被控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或igbt开关的温度来改变每个igbt的栅极驱动。栅极驱动的改变可根据多个栅极驱动电流而被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与igtbt的开关速度的变化成比例。
还是如图3所示，相脚316、318和320中的每个包括两个开关302。但是，在相脚316、318和320中的每个中只有一个开关可以处于开启状态，以不会短接dc电力线路306。因此，在每个相脚中，下面开关的开关状态通常与相应的上面开关的开关状态是相反的。因此，相脚的高状态表示相脚中的上面开关处于开启状态并且下面开关处于关闭状态。类似地，相脚的低状态表示相脚中的上面开关处于关闭状态并且下面开关处于开启状态。作为结果，具有电流镜像能力的igbt可以是全部的igbt、igbt的子集(例如，sa1、sb1、sc1)或者单个igbt。
在图3示出的三相转换器示例的激活状态期间会发生两种情形：(1)两个相脚处于高状态而第三个相脚处于低状态，或者(2)一个相脚处于高状态而其它的两个相脚处于低状态。因此，三相转换器中的一个相脚(可针对逆变器的特定激活状态而被定义为“参考”相)的状态与具有相同状态的其它两个相脚(或“非参考”相)的状态相反。因此，在逆变器的激活状态期间，非参考相要么都处于高状态，要么都处于低状态。
图4是表示栅极电流402相对于时间404的分布概况400的示例曲线示图。这里，分布概况400包括在时间406处栅极电流402增大至第一栅极电流水平(level)408(ig1)。栅极电流402被基本保持到转变时间410，在转变时间410时，第一栅极电流水平408降低至第二栅极电流水平412(ig2)。栅极电流保持在第一栅极电流水平408(ig1)的时间被称作高时间或初始栅极电流驱动时间(t1)。第一栅极电流水平408可基于包括器件特性、工作状况和负载特性的很多因素。可通过性能和成本之间的权衡来解释第一栅极电流水平408。总体而言，第一栅极电流水平408越高，损耗越小。然而，栅极电流受到栅极驱动器能力的限制，同样，与栅极驱动器相关联的成本通常与栅极驱动器能力成正比。器件特性包括栅极电阻、栅极电容、阈值电压、最大集电极电流、二极管正向电流以及其它igbt特性。工作状况包括温度、开关速度、pwm占空比、电源电压和车辆速度。负载特性包括电感、电阻、最大电流、旋转速度、势能、动能以及其它电气特性或机电特性。第二栅极电流水平412可基于包括用于第一栅极电流水平408的因素的很多因素。第二栅极电流水平412通过最差工作情况(即，最大dc总线电压和最大负载电流)下的二极管电压峰值来被确定。第二栅极电流水平412(ig2)自时间410保持至时间414。栅极电流保持在第二栅极电流水平412(ig2)的时间被称作低时间或第二栅极电流驱动时间(t2)。
转变时间410可通过各种方法(包括预设驱动分布概况、开环控制系统、闭环控制系统、模拟控制系统、数字控制系统、自适应控制系统、模糊逻辑控制系统和神经网络系统)来实现。在第一实施例中，转变时间可以响应于在由igbt驱动的负载的时间段上的积分(也称作时间积分)大于参考阈值。器件特性可包括栅极电阻或栅极电容。工作状况可包括开关速度或igbt温度。负载特性可包括负载电感、负载电容或负载电阻。在另一实施例中，转变时间可以响应于测量的从igbt的发射极到集电极的电压的时间积分大于参考阈值。
图5是用于驱动igbt的栅极的方法的示例流程图500。在操作502，控制器接收信号，以在控制器进行到操作504之后导通igbt器件。在操作504，控制器确定初始栅极电流水平。通常，导通开关损耗与栅极电流水平成反比。然而，初始栅极电流还会受到栅极驱动器能力的限制，同样，与栅极驱动器相关联的成本通常与栅极驱动器能力成正比。例如，具有较高驱动能力的栅极驱动器通常比具有较低驱动能力的栅极驱动器昂贵。
在操作504，控制器基于包括igbt器件的开关损耗、栅极驱动器损耗、栅极驱动电路的能力的诸多因素来选择初始栅极电流。一旦初始栅极电流被选择，控制器便进行到操作506。例如，初始栅极电流水平可以是来自图4的ig1。
在操作506，控制器监测igbt器件的工作状况。监测的工作状况包括igbt器件的集电极和发射极之间的电压、流入igbt器件的集电极的电流、与igbt的集电极或发射极连接的负载两端的电压、流至与igbt的集电极或发射极连接的负载的电流或igbt器件的温度。所述监测可包括测量特性和计算分量的时间积分。例如，用于驱动电机的逆变器可具有与电机的每个相连接的igbt器件。igbt器件的控制器可计算或接收与igbt连接的电机的相上的电压的时间积分，作为输入。通常，直接测量igbt上的电压。igbt上的电压和电机的相上的电压之间的差等于dc总线电压以及寄生电感上的部分压降。
在操作508，控制器将操作506感测的信号与触发值进行比较。例如，控制器可将与igbt连接的电机的相上的电压的时间积分与预定值进行比较。初始栅极电流的长度是重要的，这是因为初始栅极电流驱动时间越长，使得igbt的di/dt越高，续流二极管两端的电压峰值越高。这里，初始栅极电流驱动时间逐渐增大，直到负载(例如，用于逆变器的电机的相或用于dc-dc转换器的电感器负载)的电压的时间积分大于预定阈值为止。预定阈值是续流二极管两端的电压达到小于igbt的击穿电压的极限值时的点。该电压取决于很多条件(例如，电机的电源电压或dc-dc转换器的电源电压)。当等于或大于预定阈值时，控制器将进行到操作510。当时间积分小于预定阈值时，控制器将返回到操作506。
在操作510中，控制器将栅极电流降低至低栅极电流水平，并监测igbt的操作。例如，在图4中，栅极电流从ig1降低至ig2，操作510可包括：从ig1转变至ig2，随后监测igbt操作，直至时间414。在实践中，初始栅极电流水平通常大于低栅极电流水平。低栅极电流水平被选择，以在多个工作范围期间避免续流二极管两端的过量电压过冲。通常，最差情况的工作状况(例如，最大dc总线电压)被选择，以确定低栅极电流水平。一旦确定了基准，便可逐渐增大低栅极电流水平，直至续流二极管两端的电压峰值大于极限值。因此，低栅极电流水平可基于dc总线电压或电池电压来被确定。
在操作512，控制器比较施加到igbt的栅极的电荷量，如果施加到栅极的电荷等于充分提高的电荷水平，则控制器可将栅极电流降低至栅极泄漏电流水平，并进行到操作514。在操作514，控制器停止用栅极电流驱动igbt器件。
图6是igbt栅极驱动电路600的示例原理图。这里，栅极驱动器602被配置为驱动igbt604的栅极。电路600包括比较器606，比较器606用于响应于输入大于阈值而切换状态。比较器的输入可通过电阻器608与igbt604的集电极连接。响应于施加到igbt604的栅极的电压大于阈值电压，igbt604开始在igbt604的发射极和集电极之间传导电流。用于测量igbt604的发射极和集电极之间的电压的时间积分的一个电路用于使能mosfet612，从而使电流经由电阻器608流至电容器614和电阻器616。当时间积分大于由vref表示的阈值时，比较器606将向栅极驱动器602输出信号，以实现从ig1至ig2的转变。基于期望的操作，栅极电阻器610可被包括以实现软导通和软转变。本示例性电路被配置为确定针对vce的时间积分，然而，类似的电路可用于确定针对诸如负载的其它组件的时间积分。基于负载的时间积分的操作的优点包括对电流工作状况(例如，旋转速度、电机的动能、电机的势能)的自适应调节。类似地，类似的电路可用在vvc中，以针对电力电感器(例如，输入电感器214)确定时间积分。该自适应系统可调节转变时间410的点，例如，ig1脉冲长度将随着dc总线电压减小而增大，并可随着dc总线电压增大而减小。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机/通过处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用电子控制单元。类似地，处理、方法或算法可按照许多形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据和指令，所述形式包括但不限于：永久地存储在不可写入的存储介质(诸如，只读存储器(rom)装置)上的信息和可改变地存储在可写入的存储介质(诸如软盘、磁带、致密盘(cd)、随机存取存储器(ram)装置以及其它磁性介质和光学介质)上的信息。所述处理、方法或算法还可被实施为软件可执行对象。可选地，所述处理、方法或算法可利用合适的硬件组件(诸如专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件、软件和固件组件的组合来整体或部分地实现。
虽然上文描述了示例性实施例，但是并不意味着这些实施例描述了权利要求包含的所有可能的形式。说明书中使用的词语为描述性词语而非限制性词语，并且应理解，在不脱离本公开的精神和范围的情况下可以做出各种改变。如前所述，可组合各个实施例的特征以形成本发明的可能未明确描述或说明的进一步的实施例。虽然关于一个或更多个期望特性，多个实施例可能已被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应该认识到，根据具体应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、可销售性、外观、包装、尺寸、可维修性、重量、可制造性、装配的便利性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并不在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。
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