新型抛负载电压发生器的制作方法

专利名称：：新型抛负载电压发生器的制作方法
技术领域：
：本发明属于汽车电子领域，具体涉及一种新型抛负载电压波形发生器，是为汽车的各种电子器件进行抛负载电压冲击而设计的一种装置，能够提供国际上IS07637协议中5a条款对电子器件所要求的抛负载电压冲击波形。同时本发明提供的电压波形还有灵活可调的优势，不仅能提供IS07637协议严格要求的强电压冲击波形，还能提供更加严格的电压波形冲击试验，以进一步检验车用电子器件的抗冲击性。技术背景汽车电子产品是在环境相当恶劣的条件下使用的，汽车电器产品要经受高温，高电压，强烈震动和电冲击，因此，其质量的检验要求相当严格。目前，除电冲击外，其他检验项目已趋向于成熟。汽车上，很多地方的电器都要承受抛负载电压的冲击，如点火模块、调节器等。为了汽车的安全性和使用寿命，这些关键件都必须进行抛负载电压的冲击实验。IS07637中5a条款对抛负载电压波形是做如下要求的，如附图中的图-l所示，图l是测试脉冲5a波形图，也就是发动机抛负载时在其两端形成的电压变化形状图。图中[/,是脉冲波形最大电压值，^是脉冲波形上升时从0.1(/,到达0.9C/,时所需的时间，^是上升时电压从0.1t/,到达下降时0.11/,时所需的时间。此标准要求的试验脉冲是模拟在断开电池(亏电状态)的条件的同时，交流发电机正在产生充电电流，而发电机电路上仍有其他负载时产生的瞬态，抛负载的幅度取决于断开电池连接时，发电机的转速和发电机的励磁场强的大小，抛负载脉冲宽度主要取决于励磁电路的时间常数和脉冲幅度。产生抛负载的可能原因是因为电缆腐蚀、接触不良或发动机正在运转时，有意断开与电池的连接。而抛负载后在车用电子器件两端便会形成如图l所示之瞬间脉冲，抛负载电压发生器的作用便是要模拟实际情况对电子器件做检测。在实际应用中对图-l波形的各项参数的要求如下面中的表-1，表-2所示:表-i额定峰值电压为ioov系统时波形图中的各项参数<table>tableseeoriginaldocumentpage4</column></row><table>抛负载电压冲击检测，必须满足上述要求。目前国内用作汽车电子产品抗瞬间高压冲击的电压发生器主要是根据RCL放电回路形成图l所描述波形，基本放电回路如附图中的图2所示，图2是传统抛负载电压发生器的结构图。电阻Rl和电阻R2构成电压发生器自身的电阻，C和D之间接待冲击的负载，位于C和D之间的虚线框即为接受冲击的汽车电子器件，其内阻值为RL。冲击能量由电容C提供。开始时，开关合向A端，通过交流电源，整流桥，给电容充电，提供能量。待能量提供完毕，开关合向B端。从而电容，电感，电阻形成RCL放电回路。电容释放能量时电流分别流过Rl，R2两条支路。于是就会在待测器件RL两端形成如图1所示之波形。传统抛负载电压发生器实现简便，便于操作，但是它却有两个比较大的缺点由于电感L大小的参数由硬件决定，所以电路一旦确定则L大小即不可更改，就导致这种设定方案的适应性比较差，对不同的系统需不同的回路。一旦对波形的要求变化，就需要更改硬件电路，这是很麻烦的。由于图1波形脉冲要求上升至最高电压时间极短，最长只有10ms如表-1，表-2所示，所以就要求实际电路中的电感感抗很小为10毫亨，而内阻也为很小，达到可以忽略的程度(因为负载电阻的阻值只有2欧姆)。所以就要求电感形状做得很大，这在实际情况中就导致制作的抛负载电压发生器形状很大，而且也不容易实现。以上两个缺点对传统抛负载电压发生器比较难以克服的，给实际应用带来很多不便。
发明内容本发明提供一种软件可控的抛负载电压波形发生装置，以解决目前设定方案的适应性比较差、抛负载电压发生器形状很大的问题。本发明采取的技术方案是由交流电源AC、整流桥6、开关和储能电容C构成充电回路，电阻R1、R2、R3,霍尔传感器一l、霍尔传感器二2、霍尔传感器三3，以及MOSFET管构成放电回路，其中电阻R2与MOSFET管和霍尔传感器三3串联；电阻R1、R3、霍尔传感器二串联；霍尔传感器一串联在准备接入待测电阻RL的电路中，该三个电路相互间并联，AD采集信号放大电路分别与霍尔传感器一1、霍尔传感器二2连接，该AD采集信号放大电路与DSP控制电路连接，该DSP控制电路与数模转换电路连接，该数模转换电路与放大器连接，该放大器与MOSFET管连接，电阻R4两端分别与霍尔传感器三3和放大器连接。本发明具体采用一个MOSFET代替图2放电主回路中的电感，通过控制MOSFET的导通程度用以模拟电感的性能。主回路中的电流大小由DSP根据IS07637对抛负载电压的要求实时计算并控制MOSFET的导通程度以达到控制主回路电流和负载两端电压的目的。如图3所示，我们将原来放置电感的位置换上了MOSFET，采用Microchip公司的piDSP30F6014A型号DSP对其进行控制；左侧部分由交流电源AC，整流桥6、开关和储能电容C构成充电回路，负责为储能电容C蓄积能量；中间部分由储能电容C，开关，电阻R1，R2，R3，RL以及MOSFET管构成放电回路，具体负责产生抛负载时所需要的脉冲电压波形；右侧部分由AD采集信号放大电路，DSP控制部分，数模转换部分，放大器及电阻R4构成控制回路，具体负责对MOSFET的控制。图3中的Rl和R2为本电压发生器的内阻，C和D之间的虚线框内接待测的电子器件，即要进行检测时将待测器件分别接在C和D端。开始时图3中的开关先合向A端，通过交流电网和整流桥给储能电容C蓄积能量。待能量蓄积完毕，开关合向B端，开始放电形成冲击波形。放电时，从B流出的电流分成三条支路，一路流经R2，一路流经霍尔电流传感器1和待测电子器件RL，一路流经电阻R3和霍尔传感器2,最后在Q4点汇聚在一起通过MOSFET和霍尔电流传感器3回到储能电容C。其中各部分的功能分别是由于在抛负载冲击的过程中，接受冲击的电子器件的内阻RL可能会时时发生改变，我们需要时刻知道其内阻值以计算其每个时刻两端应具有的电压值。我们通过两个霍尔电流传感器配合一个大小已知的电阻R3来获得RL的值。具体原理为，由于霍尔电流传感器l，RL和霍尔电流传感器2，R3为并联关系，所以加在两条支路上的电压是相等的，即点Q2，Q3间的电压。设某时刻霍尔电流传感器l给出的电流为Il，霍尔电流传感器2给出的电流为12，所以此时刻待测器件的内阻RL=I2*R3/I1,其中R3大小己知，所以此时的RL就可以求得。如图3所示，通过霍尔电流传感器l，2得到的电流值很小在毫安数量级，需要将这两路信号通过AD采集信号放大电路再进入DSP控制模块，DSP根据这两个值进行计算求得此时RL的大小，并利用RL求得应当流经MOSFET的电流值Idum，将此电流值转化成电压的形式输给数模转换模块。经过数模转换后得到就是一模拟电压值输出到运算放大器的同相端和电阻R4，霍尔传感器3构成射随电路，最后从放大器的输出端加到MOSFET的栅极。此射随电路可以保证流经MOSFET的电流Iact按照我们计算要求的值Idum变化，从而起到控制MOSFET导通程度的目的。下面来说明我们在DSP里的软件程序里对整个系统采取的控制算法。前面已经提到过，本发明中是通过用MOSFET代替电感L的方式来达到与电感存在放电时相一致的效果。所以本发明实质上仍是利用的RLC放电回路产生瞬间电压脉冲的原理。只不过是此处并没有真实的电感，而是代之以一个由DSP控制的MOSFET。RLC放电回路的理论计算是根据基尔霍夫电压定律，列出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula><formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(2)上两式中的L并不是实际电感的大小，而是用户在DSP软件程序里给出的可选择的参数。根据给定的参数值即可确定L的大小。如图3所示，^是电容C两端的瞬时电压值，R是电阻R1，R2，R3和RL并联后的总阻值，即从Ql到Q4间的电阻大小，其中R1，R2，R3大小均为已知，上文中已说明RL的大小可以根据两路AD采集求得，也是已知量，所以在上两式中R的大小也是已知的。电容C的大小是我们在设计硬件时就已经确定的，也为己知量。实际上式(2)就是IS07637标准所要求的波形的数学解析式，解此方程即可求得电容C两端的电压瞬时值。于是也就得到电容两端电压变化率，根据此变化率就会求得流经M0SFET的电流值，从而最终也就得到了加在待测电子器件两端的电压脉冲波形。式(2)是一个一阶二次微分方程，这种方程在数字处理芯片上的求解是通过离散，迭代法实现的。设时间的步进为T，则式(2)离散后变为-L*c&(k)-2uc1)+uc(k-2)+r*c&w-^c("1)+uc^_d=0式(3)最后可得结果U"A:)=2丄C+iCr--^-Mr(/t—2)式(4)算法在DSP里实现时需根据上式进行迭代，上文中已经确定了参数L，R，C的大小，然后即可求出电压信号u随时间变化的离散数据，将T时刻前的数据uJA:-l)和T时刻后的数据uj"相减可得电容两端电压随时间的变化率^，其中时间步进是T。而电压变化率乘电容值可得电量变化率，即电流值，将此电流值乘负载即可得负载两端的电压值，将此电压输出即是抛负载电压发生器所要求的电压波形了。即[71=^^*^:*;C^即为负载两端的瞬时电压值。通过以上计算，我们最终达到了用MOSFET取代电感的目的。本发明优点在于可以避免因实际要达到较好的放电效果所需电感体积过大对电路设计带来的困难。又可通过调整式参数L达到通过软件来调控电感大小的目的，即不需改动硬件电路也能通过软件改动放电波形。由理论分析可知，图l中的电压波形，电压上升时间"其实是由电感的大小决定的，电感值越小时间越短。而IS07637标准对此时间的要求是越短越好，范围控制在5ras——10ms之间。改用软件控制的M0SFET取代此电感后就可灵活控制此时间已达到根据不同的器件调控不同的波形而在硬件上不需做出任何改动。而且也可达到实际电感所达不到的波形效果。实际上单纯靠电感的传统抛负载电压发生器只能将此时间控制在10ms。图1是IS07637标准中测试脉冲5a要求的波形图；图2是传统抛负载电压发生器的结构框图；图3是本发明的结构框图4是新型抛负载电压发生器的具体实现图；图中没有画piDSP30F6014A型号DSP引脚部分，其中需要接DSP引脚的部分，图中采用的端口的方式连接到DSP，并有相应的端口标注。具体实施例方式由交流电源AC、整流桥6、开关和储能电容C构成充电回路，电阻R1、R2、R3，霍尔传感器一l、霍尔传感器二2、霍尔传感器三3，以及MOSFET管构成放电回路，其中电阻R2与MOSFET管和霍尔传感器三3串联；电阻R1、R3、霍尔传感器二串联；霍尔传感器一串联在准备接入待测电阻RL的电路中，该三个电路相互间并联，AD采集信号放大电路分别与霍尔传感器一1、霍尔传感器二2连接，该AD采集信号放大电路与DSP控制电路连接，该DSP控制电路与数模转换电路连接，该数模转换电路与放大器连接，该放大器与MOSFET管连接，电阻R4两端分别与霍尔传感器三3和放大器连接。本发明由主充放电回路和主控电路两大部分组成。具体电路原理如图4所示。l.主充放电回路是强电回路由充电电路，放电电路和卸流电路组成a.充电电路由变压器Tl，整流桥D16，继电器K1，50欧/200瓦电阻R26，5个双向可控硅(Q1—Q5)，10个大容量储能电容(C31—C39)组成。通过控制继电器K1其开关合向储能电容充电端，由交流电网经变压器变压后向储能电容蓄积电荷，以储存用以形成放电波形之能量，用以进行抛负载对电子器件的冲击。此时形成的回路即为充电电路。b.放电电路由储能电容(C31—C39)，双向可控硅(Q1—Q5)，继电器K1，霍尔电流传感器A(Ul)，霍尔电流传感器B(U2)，霍尔电流传感器C(U3)，MOSFET(Q6)，抛负载电压发生器内阻(根据IS07637协议要求由2欧姆的R27，4欧姆的R28构成)和待测电子器件(R30)构成放电回路，此回路形成抛负载冲击脉冲。通过控制继电器K1其开关合向储能电容放电端，电流流经上述器件最后流回储能电容。此时形成的回路即为放电电路。c.卸流电路由储能电容(C31—C39)，单向导通二极管(D17—D21)，继电器Kl，大功率卸放电阻(R31，R32)，电阻R33，稳压管(D22)和LED灯(D23)组成。此电路是将抛负载放电冲击过程中未释放完毕的能量通过卸流电阻释放掉。此时通过控制继电器使其开关由充电电路端指向卸流端。此时流经上述器件形成的回路即为卸流电路。2.主控电路为弱电回路由AD取样电路，数模转换控制电路，DSP外围模块电路组成a.AD取样电路由霍尔传感器A和B(Ul，U2)的副端和电流放大电路(以运算放大器IC1A，IC1B，IC2A配合外围电阻构成)及滤波电路(电容C23，C24组成的简单RC滤波，滤掉进入DSP的模拟信号的电磁干扰)组成。设计此取样电路的目的是用来计算接受冲击的电子器件之内阻，因为随着大电流的冲击，器件的内阻有可能在冲击的过程中发生变化为防止因为冲击而导致对器件的损害，DSP程序需时刻知道其内阻值，并根据其瞬时的电阻来调整加在两端的电压值，又因为在公式(2)中，电阻R是DSP用以计算放电脉冲波形的一个重要参数，所以程序内部需时时掌握器件内阻的大小，用以调整通过主回路的电流大小与实际中未用MOSFET取代电感时完全一样。此AD取样由两路取样，一路取流经接受冲击的器件(R30)的电流，一路取加在其两端的电压，两路取样后，根据取样值经由欧姆定律计算即可得到其瞬时电阻值。电路的主要器件是两个霍尔电流传感器(U1,U2)，分别放在电路的A和B处，之所以要用到此传感器是为了将强9电电路和弱电电路进行隔离。在位置B处的霍尔电流传感器可测得流经电子器件R30的电流，另出一支路与电子器件并联一电阻R29其阻值为1K，大小与电子器件内阻有三个数量级之差，所以并不会对抛负载放电时的脉冲波形有很大影响。置于A处的霍尔电流传感器测得流经R29的电流值，由于R29是标准电阻值，电流与电阻相乘所以即可测得R30两端的电压，再与B处霍尔电流传感器的电流值相结合即可求得R30的在各时刻的瞬时阻值。霍尔电流传感器是利用霍尔效应感应磁场信号或电信号的一种传感器。其原理是当原边导线经过电流传感器时，原边电流ip会产生磁力线，原边磁力线集中在磁芯气隙周围，内置在磁芯气隙中的霍尔电片可产生和原边磁力线成正比的，大小仅为几毫伏的感应电压，通过后续电子电路可把这个微小的信号转变成副边电流is，并存在以下关系式is承ns=ip水np其中，is_副边电流；ip—原边电流；np_原边线圈匝数；ns—副边线圈匝数；叩/ns—匣数比。霍尔电流传感器的输出信号是副边电流is，它与输入信号(原边电流ip)成正比，is很小，在毫安的数量级，DSP芯片的AD转换不能直接采集，所以在应用中还需对此电流信号进行放大，并进行电流电压信号的转换以使得处理芯片能对信号进行采集处理。电流电压转化环节及信号放大环节通过LM258运放(IC1A，IC1B，IC2A)配合周围电阻实现电流信号对电压信号的转换并将其进行放大，然后通过电容C23，C24对放大完毕的模拟信号进行简单的硬件电容滤波，并通过ADcollectionl和ADcollection2端口输入DSP。b.数模转换控制电路DSP经计算后得到在每个离散时刻的主放电回路的瞬时电流值，需通过特定硬件电路将此值反映到主回路中，因为DSP中为数字量，所以需首先将其转换为模拟信号，再利用此模拟信号来控制MOSFET的导通程度以达到控制主回路电流的目的。数模转换选用的是MAX5541(U7)低成本，+5V，串行输入，16位精度的数模转换器，不管在数据传输时间和转换精度均能满足设计要求。本发明中的DSP算法的计算时间为40us，离散时间的信号输出间隔设定为60us，有20us的时间用作DSP和数模转换器的数据传输时间，通过高速SPI通讯方式足以满足时间上的要求。U7通过端口CLK，端口DATA和端口EN接DSP，分别由DSP提供SPI通讯所需要的时钟信号，数据信号以及使能控制信号。下面将阐述如何通过MAX5541形成的电压信号来控制MOSFET的导通，首先说明的是本发明是通过控制加在MOSFET栅极上的电压的大小来控制其导通程度的。先在MAX5541之后加电压放大电路将电压信号放大才获得MOSFET栅极上的实际电压，放大电路仍旧采用LM258(IC2B)构成比例放大电路来实现。至于如何控制MOSFET的导通程度，本发明采用的是射随的方式，如图4所示，由运算放大器IC3B，电阻R37，霍尔电流传感器C(U3),及MOSFET(Q6)构成。设此时霍尔传感器原边电流为ip，副边电流为is，因为运算放大器IC3B引脚5和引脚6的电压值相等，所以此时MOSFET栅极控制端的电压值为u=ip*R37*nS/np(ns/np为匝数比)，由于电压u是DSP通过数模转换给出的，所以主放电回路的电流ip就可根据控制电路给出的输出电压而确定了。DSP根据抛负载冲击要求的波形计算得到并输出的控制电压u，也就起到了我们通过此MOSFET来替代电感的作用。c.DSP外围模块，是我们在实际使用中为保证系统能够正常工作而提供的一些附属电路。包括由由LM7815和LM7915构成的为LM258运算放大器提供15V电压的供电电路，有LM7805构成的系统供电电路，以82C250为主构成CAN总线通讯接口转换电路，以MAX232为主构成的串口通讯电路。这些都是基本常用的电路，在此不再加以标注和说明。权利要求1.一种新型抛负载电压发生器，其特征在于由交流电源AC、整流桥6、开关和储能电容C构成充电回路，电阻R1、R2、R3，霍尔传感器一、霍尔传感器二、霍尔传感器三，以及MOSFET管构成放电回路，其中电阻R2与MOSFET管和霍尔传感器三串联；电阻R1、R3、霍尔传感器二串联；霍尔传感器一串联在准备接入待测电阻RL的电路中，该三个电路相互间并联，AD采集信号放大电路分别与霍尔传感器一、霍尔传感器二连接，该D采集信号放大电路与DSP控制电路连接，该DSP控制电路与数模转换电路连接，该数模转换电路与放大器连接，该放大器与MOSFET管连接，电阻R4两端分别与霍尔传感器三和放大器连接。全文摘要本发明涉及一种新型抛负载电压发生器，属于汽车电子领域。包括充电回路和放电回路，AD采集信号放大电路分别与霍尔传感器一、霍尔传感器二连接，该D采集信号放大电路与DSP控制电路连接，该DSP控制电路与数模转换电路连接，该数模转换电路与放大器连接，该放大器与MOSFET管连接，电阻R4两端分别与霍尔传感器三和放大器连接。优点在于可以避免因实际要达到较好的放电效果所需电感体积过大对电路设计带来的困难。又可通过调整式参数L达到通过软件来调控电感大小的目的。文档编号G01R1/00GK101261288SQ20081005065公开日2008年9月10日申请日期2008年4月25日优先权日2008年4月25日发明者展向前,澄朱,赵学枰,黄承伟,龚依民申请人:吉林大学