针对频谱测量的信号产生的制作方法

专利名称：针对频谱测量的信号产生的制作方法
针对频谱测量的信号产生
背景技术：
在许多应用中，频谱测量是用于提供对探测器(probe)的一个或多个参数的分析或确定的工具。这些参数通常包括探测器的允许确定探测器的物理、化学、生物或其他表征的属性。示例包括例如对化学成分的分析，如对箱中的液体的分析等。频谱测量需要产生具有特定频谱范围的激励(stimulus)信号。鉴于需要产生具有特定频谱范围的激励，现有频谱分析系统包括复杂电路以便在该频率范围内提供信号。这通常影响此类系统的价格并提高此类系统中耗散的电功率。

发明内容
在一个方面，一种方法包括将数字Σ-Δ (sigma-delta)调制信号馈送至探测器。基于该数字Σ-Δ信号，从探测器接收响应信号。基于响应信号来确定至少一个参数的步页率相关值(frequency dependent value)。在另一方面，一种设备包括针对频谱测量的信号产生器。所述信号产生器被配置为产生数字Σ-Δ信号。所述设备还包括数字输出，将数字Σ-Δ调制信号作为用于频谱测量的激励信号馈送至探测器。在另一方面，一种频谱分析器包括信号产生器，被配置为产生数字Σ-Δ调制信号；以及数字输出，将数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器，所述频谱分析器还包括输入，从探测器接收响应信号；以及响应分析器，基于响应信号来确定探测器的至少一个属性。在另一方面，一种方法包括提供至少部分地包括Σ-Δ调制的量化噪声的信号； 以及将所述信号用作频谱测量中的激励信号。在另一方面，一种频谱分析器包括信号产生器被配置为提供用于频谱测量的激励信号。所述激励信号至少部分地包括Σ-Δ调制的量化噪声。在实施例中，频谱中用于频谱测量中的评估的部分至少包括具有最高的量化噪声功率密度的频率分量。在实施例中，这些频率分量位于接近截止频率处。


图Ia示出了根据一个实施例的设备； 图Ib示出了根据另一实施例的设备；
图加和2b示出了根据实施例的、功率谱密度对频率； 图3示出了根据一个实施例的Σ-Δ调制器； 图如和4b示出了根据实施例的框图； 图如至k示出了用于电容性测量的示例性电极配置；以及图6示出了根据一个实施例的用于电容性测量的示例性模型。
具体实施例方式以下具体实施方式
解释了本发明的示例性实施例。该描述不是在限制意义上进行的，而是仅为了示意本发明的实施例的一般原理而进行的，而保护范围仅由所附权利要求确定。在附图所示的及以下描述的示例性实施例中，附图所示或这里描述的功能块、设备、组件或者其他物理或功能单元之间的任何直接连接或耦合也可以由间接连接或耦合实现，除非另有说明。功能块可以以硬件、固件、软件或其组合实现。此外，应当理解，这里描述的各个示例性实施例的特征可以彼此组合，除非另有具体说明。在各幅图中，可以给相同或相似的实体、模块、设备等分配相同的参考标记。图Ia示出了包括用于产生用于频谱测量的激励信号的信号产生器101的设备100 的实施例。频谱测量可以包括对探测器的至少一个频率相关参数(如复阻抗)、探测器的导电性或介电性或者提供探测器的表征的其他参数的任何类型的分析、确定、评估或估计。频谱测量可以确定与不同频率处的至少两个频率相关参数值有关的信息。通常，可以在频谱测量中确定不同离散频率处的一系列值。离散频率可以是等距的。在实施例中，频谱测量可以基于傅里叶变换(例如快速傅里叶变换(FFT))，以提供频谱测量的值。图Ia示出了信号产生器101，包括提供对输入信号104的Σ-Δ调制的Σ-Δ调制器102。Σ-Δ调制器耦合至数字输出108，以便经由数字输出108将数字Σ-Δ调制信号作为用于频率相关测量的激励信号馈送至探测器。在一些实施例中，数字输出可以包括 输出级，被设计为使得其可以由可用作测量的计算中的校正的已知传递函数来描述。这种输出级的一个实施例包括在两个已定义的电压电平之间切换的低欧姆开关。然后，可以在计算中将输出级视为将数字信号转换为放大的2电平电压信号(即，放大的数字信号)的常数因子。这还避免了需要附加A/D转换来测量该激励。如以下更详细解释的，在一些实施例中，信号产生器可以与信号响应分析器一起集成在单个半导体芯片上，该信号响应分析器提供对探测器的响应信号的分析以及该响应信号与激励信号的比较。这使完整的频谱分析系统集成在单个芯片上。Σ-Δ调制(有时也被称作Δ-Σ调制)是以下概念其中，对信号进行量化并且经由反馈环路将量化误差引回到信号路径。通常，在反馈路径中或在前向路径中采用环路滤波器以提供噪声整形。图3中示出了 Σ-Δ调制器102的示例性实施例，在Σ-Δ调制调制器102中，在前向路径中实现了环路滤波器202。图3示出了在前向路径中与量化器204相连接的环路滤波器202。量化器204可以是1比特量化器、2比特量化器或其他多级量化器。将量化器 204实现为1比特量化器提供了以下优势Σ-Δ调制输出信号106是可在馈送至探测器之前使用数字缓冲器容易地放大的二进制数字信号。此外，如以下更详细描述的，在对信号的分析中，可以容易地对二进制数字信号进行傅里叶变换。例如，数字缓冲器可以包括放大场效应晶体管，例如任何类型的MOS晶体管。图3示出了包括用于放大Σ-Δ调制数字信号 106的数字缓冲器208的输出108。量化器204经由节点208与数字缓冲器208相连接。为了实现反馈环路，反馈路径206连接至节点208，以将信号106反馈至前馈路径， 从而在节点210处使输入信号104减去由量化器204引入的量化误差。如上所述，图3仅示出了 Σ-Δ调制器的多个实施方式之一。例如，在一些实施例中，可以在反馈环路中提供集成的环路滤波器202。环路滤波器202可以具有任何滤波器阶。此外，在一些实施例中，Σ-Δ调制器可以具有多个反馈环路。例如，这些实施例包括MESH Σ-Δ调制器。在一个方面，将Σ-Δ调制信号用作用于频谱测量的激励信号允许在低复杂度的电路中产生激励信号。这与现有解决方案相比得到了成本节约和空间节约，并提供了易于安装且非常便利的频谱分析工具。具体地，在示例性实施例中，可以容易地在单个半导体芯片上实现信号产生器101，从而得到低成本、低空间扩展和低重量的非常紧凑的实现。可以以非常低的成本生产这种处于单个芯片上的信号产生器，并可以容易地将其置于接近探测器(如燃料箱等)的位置处，而不耗费较多空间且不增加探测器的重量。在实施例中，将包括Σ-Δ调制器102和输出106的信号产生器101实现为纯数字处理电路。这避免了可增加芯片的面积和成本的D/A或A/D转换器的存在。在这些实施例中，可以在芯片上提供数字信号产生器以提供数字输入信号104。在一些实施例中，数字输入信号104是随机或伪随机数字信号，例如，移位寄存器的经由比特的逻辑组合而反馈至其输入的输出信号。然而，量化噪声的高频形状并不决定性地(critically)依赖于数字输入信号104的形状。因此，在其他实施例中，输入信号104 可以包括其他数字信号，例如啁啾信号或脉冲序列。一般地，Σ-Δ调制可以应用于任何类型的信号，并且，由此获得的Σ-Δ调制信号通常具有能够提供用于频谱测量的激励信号的频谱。对非重复输入信号的使用以及具体地对随机或伪随机输入信号的使用提供了以下优势避免数字Σ-Δ调制信号中的重复模式。在实施例中，数字输入信号104的频率上限低于Σ-Δ调制信号106的频率上限。 换言之，将低频的数字输入信号104输入至Σ-Δ调制器。在Σ-Δ调制之后，获得包括量化噪声的数字输出信号106，其频率分量高于数字输入信号的频率。在一些实施例中， Σ-Δ调制器可以包括由时钟信号计时的采样器，该采样器用于获得数字输入信号104的过采样。数字信号产生器可能已经向数字输入信号104提供低频，或者可能向数字输入信号104提供较高频，然后，在馈送至Σ-Δ调制器102之前，在数字低通滤波器中对数字输入信号104进行滤波。因此应当注意，尽管在Σ-Δ调制器的许多其他用途中(例如，在A/D或D/A转换器中)滤除了 Σ-Δ调制信号的由量化噪声引入的高频分量从而提供输入信号的纯净表示， 但是在这里描述的实施例中数字Σ-Δ调制信号的包括量化噪声的高频分量实际上提供用于频谱测量的频谱分量。换言之，尽管在Σ-Δ调制器的典型其他用途中，所产生的噪声被视为要消除的分量，但是信号产生器101实际上将所产生的噪声的至少一部分和由量化噪声提供的频谱馈送至探测器并将该频谱用于频谱测量。在实施例中，由Σ-Δ调制获得的频谱形状是通过将量化噪声整形至较高频来表征的。噪声的谱密度增大直到针对较高频的截止频率为止。这允许包括截止频率附近的高频分量的激励信号，该激励信号可以用在频谱测量中。信号的剩余较低频部分由信号产生器产生，并且形状对输入信号来说并不关键。信号的时钟频率的高频截止频率与两个接续数字采样之间的时间段的逆(inverse)相对应。在实施例中，截止频率可以依赖于针对 Σ-Δ调制提供的时钟频率。在所描述的实施例中，用于分析的数字Σ-Δ调制信号的频谱基于在Σ-Δ调制期间对数字输入信号引入的量化噪声的频谱。在图加中作为频率的函数示出了由Σ-Δ调制引入的量化噪声的示例性功率谱
6密度。图加的示例利用如上所述的随机信号输入。图加示出了针对高频的截止以及功率谱密度从截止界限向较低频的相对较小的减小。鉴于在大致一个量级(一位十进制功率)上的这种较小的仅小于20dB (分贝)的减小，功率谱密度可以被视为在大致一个量级上具有实质上白特性(white behavior)。鉴于上述内容，在一些实施例中，通过仅利用Σ-Δ调制信号的包括具有最高的量化噪声功率密度的频谱区域的频谱部分确定频率相关值来确定频率相关值。例如，所使用的功率密度的范围可以是具有比最高功率密度低小于20dB的范围内的功率密度的频率范围。在一些实施例中，至少将从Σ-Δ调制信号的最高频分量开始向较低频的、大约一个量级上的频谱用于频谱测量以及确定探测器的至少一个参数。在一些实施例中，可以在馈送至探测器之前修改Σ-Δ调制输出信号。在这里描述的实施例中，激励信号至少部分地包括Σ-Δ调制的量化噪声。在一些实施例中，被馈送至探测器的Σ-Δ调制信号还可以包括对Σ-Δ调制输出信号的修改，其中，修改或消除了 Σ-Δ输出信号的某频谱部分(例如低频部分)，但将Σ-Δ调制的量化噪声频谱的至少一部分馈送至探测器以提供频谱测量。在一些实施例中，提供了具有不同截止频率的多个Σ-Δ调制信号，以便扩展用于测量的频谱的实质上白特性的范围。可以通过在Σ-Δ调制器中利用在频率上可变的时钟来产生多个数字Σ-Δ调制信号的不同采样频率。通过从一个时钟频率切换至另一时钟频率，产生具有不同采样频率(即，具有不同截止频率)的Σ-Δ调制信号。例如，可以通过在至少与最高截止频率一样高的频率处产生主时钟信号，然后对主时钟进行下变频以获得不同较低频率处的时钟信号，来提供切换。然而，应当理解，这仅是能够提供可变时钟频率的Σ-Δ调制的时钟信号产生器的许多示例之一。使用Σ-Δ调制器的优势在于为了产生具有不同截止频率的信号，不需要除了将时钟频率移位至不同频率以外的其他改变。因此，通过随后在不同频率处提供时钟，可以通过Σ-Δ调制来产生多达4个量级或更多的实质上白频谱。在一些实施例中，用于频谱测量的后续时钟频率可以以因子k不同，其中，k在5和20之间。在一些实施例中，k可以在8和13之间。在一些实施例中，k可以在5和10之间。在其他实施例中，k可以大致为 10。图2b示出了具有与四个不同时钟频率相对应的四个功率谱密度的示例。在图2b 的示例中，后续频率以因子10不同，S卩，用于产生用于频谱测量的Σ-Δ调制信号的下一较高时钟频率是先前使用的时钟频率的10倍。然而，如上所述，可以使用其他频率差异。随后可以产生具有不同截止频率的Σ-Δ调制信号，因此，随后还可以将其馈送至探测器。因此，频谱分析器提供具有实质上白的输入信号频谱的后续部分频谱测量，后续部分频谱测量被加在一起以提供由不同Σ-Δ调制信号覆盖的完整范围内的测量。此外， 可以调整用于频谱测量的频谱。例如，如果仅关注第一频带和第二频带，则可以提供时钟频率以覆盖仅针对所关注的这些频带的实质上白噪声频谱。换言之，用于频谱测量的频谱可能不是邻接的，但可以在所关注的较小频带中分离。鉴于上述内容，在一个实施例中，将具有不同时钟频率的第一和第二 Σ-Δ调制信号作为激励信号馈送至探测器。然后从探测器接收第一和第二响应信号。第一响应信号基于将第一 Σ-Δ调制信号馈送至探测器，并且第二响应信号基于馈送第二 Σ-Δ调制信号。通过利用第一响应信号的第一频谱部分和第二响应信号的第二频谱部分来确定频率相关值。第一频谱部分包括第一 Σ-Δ调制信号比第二 Σ-Δ调制信号具有更高噪声功率密度的频率范围，并且第二频谱部分包括第二 Σ-Δ调制信号比第一 Σ-Δ调制信号具有更高噪声功率密度的频率范围。当然，应当理解，这可以被扩展至多于两个激励信号，使得对于每个响应信号，利用频率范围来确定与相同频率处的其他激励信号的功率密度相比具有最高功率密度的参数。为了分析响应信号，在实施例中提供了信号响应分析器。在一些实施例中，可以将用于分析响应信号并确定探测器的一个或多个物理、化学、生物或其他参数的信号响应分析器集成在设备100中。在一些实施例中，这允许可完全集成在单个半导体芯片上的紧凑且低成本的数字信号分析系统。这些系统几乎不具有重量并且甚至在安装空间非常有限时也可以容易地安装。图Ib示出了信号产生器和信号响应分析器112集成在设备100内的实施例。在图Ib中，设备100具有用于从探测器接收响应信号114的输入110。然后，将响应信号114 从输入110提供给信号响应分析器112的第一输入。此外，把作为激励信号馈送至探测器的原始Σ-Δ调制信号106提供给信号响应分析器112的第二输入。然后，信号响应分析器112基于激励信号和响应信号来提供频谱测量。响应信号包含由于存在探测器而引入的对激励信号的修改。例如，在一个实施例中，响应信号可以表示通过探测器进行传输后的激励信号，并可以包括在通过探测器进行传输期间引入的信号修改。在其他实施例中，例如，响应信号可以包括反射信号分量。例如， 响应信号可以包括电压信号或电流信号。在实施例中，可以与Σ-Δ调制信号的时钟频率同步地对响应信号进行采样和A/D转换。因此，在一些实施例中，可以将Σ-Δ调制信号的时钟信号提供给从探测器接收响应信号的电路的输入，以提供同步的采样和A/D转换。与信号产生器101类似，在一些实施例中，可以将信号响应分析器112完全实现为数字电路，从而得到紧凑的、具有非常低成本的完全信号分析系统。例如，这种分析系统可以用在需要频谱分析测量(例如，用于例如检测流体或固体材料的电容性传感器中的频谱测量)的大批量生产系统中。图如示出了一个示例性实施例的框图。该框图示出了数字信号产生器块402，其产生作为输入信号馈送至Σ-Δ调制器块404的低频数字信号。将从Σ-Δ调制器块404 输出的Σ-Δ调制信号提供给数字输出缓冲器块406，并将该Σ-Δ调制信号从数字输出缓冲器块406馈送至发射电极408。例如，数字输出缓冲器块406可以包括针对激励信号的数字输出的晶体管(如MOS晶体管)。基于在发射电极408处接收的信号来对发射电极408充电和放电。发射电极408电容性耦合至接收电极410，以通过要分析的物体或液体以无线方式将信号从发射电极408传送至接收电极410。然后，将在接收电极410处接收的响应信号提供给接收机块412，然后将该响应信号馈送至响应FFT块414。响应FFT块414提供对响应信号的傅里叶变换并将结果馈送至响应/激励块416。此外，还将从Σ-Δ调制器块404输出的激励信号提供给激励FFT块418，激励FFT 块418提供对激励信号的傅里叶变换。将对激励信号的傅里叶变换的结果提供给发射机传递函数块420，发射机传递函数块420针对不是被通过物体或液体对信号的传送导致的修改来校正对激励信号的傅里叶变换的结果。这种校正可以包括以下校正这些校正解决激励信号从Σ-Δ调制器块404至发射电极408、从发射电极至探测器、从探测器至接收电极以及从接收电极410至响应FFT块414的传送。例如，这些校正可以依赖于用于将信号馈送至电极的传输电缆、电极布置的几何结构或者在电极与探测器之间提供的其他材料。例如， 当在箱之外提供电容性测量中的电极时，箱材料可以引入可被传递函数块420校正的对信号的修改。然后，将对激励信号的校正傅里叶变换提供给响应/激励块416。响应/激励块 416提供响应FFT结果与激励FFT校正结果的除法，以获得要分析的参数的频率相关特性。 例如，在上述示例中，要测量的参数可能包括允许确定介电常数ε和导电性σ的特性的实值或复值阻抗。在所描述的实施例中，提供了频谱测量的多次重复，以提高频谱测量的可靠性。因此，将响应/激励块416的输出提供给求平均块422，求平均块422被配置为对多次频谱测量的结果求平均。在求平均块422中提供的求平均可以利用求平均的任何已知概念，例如，算数手段、几何手段、加权平均等。如以下更详细描述的，基于所提供的频谱测量， 在一些实施例中，可以例如在电容性测量中确定探测器的材料成分。可以在多种电极配置中布置电容性测量。现在参照图如至5d示出了示例性实施例。图如和恥示出了彼此横向提供电极的第一电容性测量配置。图恥示出了对在具有探测器的情况下示出的比不存在探测器504时(图5a)更密的场线的影响。此外，图5c示出了与每个电极相对地提供电导体的配置。在电导体与相应电极之间，建立对探测器的介电或导电改变敏感的测量区域。图5d示出了以下电极配置其中，将电场的一部分分路至接地端504并在两个电极之间建立电场的一部分。图k中示出了图5d的配置的实施方式的一个实施例，其中在半导体芯片中实现设备100。图k示出了箱506，在箱506的外表面上安装有发射电极408、接收电极410和接地电极504。每个电极连接至设备100的对应输入。在示例性电容性测量中，可以将1伏和10伏之间的电压供给至探测器，并且可以在测量期间消耗高达100 mA的电流。现在将参照图6来描述可以用于确定介电性和导电性的图5d的上述实施例的模型。图6示出了发射电极408与接收电极410之间的探测器502。经由发射电极408 将激励信号提供给探测器502并将其从探测器502提供给接收电极410。探测器对激励信号的影响可以由探测器内的材料的复值介电常数表征。复值介电常数是实值介电分量和虚值导电分量的结果，并依赖于激励信号频率。因此，该参数的频率特性可以被视为对每个材料唯一，并可以允许确定探测器的材料成分。电容性分量基本上解决探测器内的电位移。导电分量基本上解决在探测器中感应的位移电流的能量损失。鉴于上述内容，从发射电极408至接收电极410的信号路径可以被分割为与导电耦合模式相对应的路径和与介电耦合模式相对应的路径。此外，将信号的一部分从发射电极408分路至接地端504，这在模型中由分路模式路径表示。在模型中可以由电阻R1、R2和R3表示由材料的DC电阻表征的导电耦合模式。在模型中，电阻Rl、R2和R3在一端耦合至节点602并在另一端经由相应电容Cl、C2和C3耦合至发射电极408、接地电极504和接收电极410。在模型中，电容Cl表示发射电极408和探测器502之间的电容，激励信号经由该电容耦合至探测器中。电容C2表示探测器502与接地电极504之间的电容，信号经由该电容从探测器耦合至接地端。电容C3表示探测器与接收电极410之间的电容，信号经由该电容从探测器耦合至接收电极410。例如，电容Cl、 C2和C3可以依赖于箱的厚度和材料。此外，在模型中由电容C4表示电容性耦合。电容C4 的值将根据探测器的介电性而改变。利用上述模型，可以获得介电性或DC导电性或者这两者的频谱行为。通过将该行为与已知材料成分的频谱行为进行比较，可以在一些实施例中提供对材料成分的分析。然而应当理解，上述模型以及将Σ-Δ调制信号用于电容性测量仅具有示例性特点，并且，可以通过利用Σ-Δ调制信号来提供其他类型的频谱测量。此外，在一些实施例中，由信号产生器馈送至探测器的数字Σ-Δ调制信号可以是先前已由Σ-Δ调制器或Σ-Δ调制的模拟器产生然后存储在信号产生器的存储器中的保存信号。为了将信号馈送至探测器，然后从该存储器重新捕获信号并将该信号提供给探测器。当Σ-Δ调制信号具有二进制电平时，可以将Σ-Δ调制信号的数字采样作为数字比特存储在该存储器中。在一些实施例中，具有二进制电平的Σ-Δ调制信号的存储、重新捕获和数字放大可以比具有多于二进制的电平的多电平Σ-Δ调制信号更容易且更快速。 此外，在一些实施例中，还可以将对应的频谱(即，所存储的Σ-Δ调制信号的傅里叶变换) 存储在该存储器中。这减少了对在将Σ-Δ调制信号馈送至探测器时提供进行中的傅里叶变换的需要。图4b示出了一个示例性实施例的框图，在该示例性实施例中，将Σ-Δ调制信号保存在数字存储器中，并从该数字存储器提供该Σ-Δ调制信号以将激励信号馈送至探测
ο与图如不同，图如的数字信号产生器块402和Σ-Δ调制器块404被块似4替换，块4M存储Σ-Δ调制噪声信号并将该信号提供给数字输出缓冲器406以馈送至发射电极408。此外，在图4b的实施例中，提供了块426，块4 存储对应的频谱并将该频谱输出至发射机传递函数块420。应当注意，为了节约存储器，在一些实施例中，在激励信号和对应的所存储的频谱中可以仅提供所关注的频谱范围。在以上描述中，已经示出和描述了使本领域技术人员能够足够详细地实现这里公开的教导的实施例。可以利用并从中导出其他实施例，使得在不脱离本公开的范围的前提下，可以进行结果和逻辑上的替代和改变。因此，该具体实施方式
不应在限制意义上进行，各个实施例的范围仅由所附权利要求以及这些权利要求的权利所涉及的等同替换方式的全部范围来限定。这里仅为了方便而由术语“发明，，单独和/或共同指代本发明的主题的此类实施例，而并不意欲在实际上公开了多于一个发明的情况下主动将本申请的范围限于任何单个发明或发明的概念。因此，尽管这里已经示意并描述了具体实施例，但是应当认识到，可以用被计算出以实现相同目的的任何布置替代所示的具体实施例。本公开意在涵盖各个实施例的任何以及所有改编或变更。在回顾了以上描述之后，上述实施例和这里未具体描述的其他实施例的组合将对本领域技术人员来说显而易见。还应当注意，说明书和权利要求书中使用的具体术语可以在非常宽的意义上解释。例如，这里使用的术语“电路”应当在不仅包括硬件而且包括软件、固件或其任意组合的意义上解释。在实施例中，术语“实体”、“单元”或“设备”可以包括任何设备电路、硬件实现、软件实现、固件实现、芯片或其他半导体器件上的实现。此外，术语“耦合”或“连接” 可以在不仅涵盖直接耦合而且涵盖间接耦合的较宽意义上解释。还应当注意，除了这些实体中的实现以外，结合具体实体描述的实施例还可以包括所述实体的一个或多个子实体或细分中的一个或多个实现。形成实施例的一部分的附图以示意而非限制的方式示出了可实现主题的具体实施例。在以上具体实施方式
中，可以看出，在单个实施例中将各个特征集合在一起以便简化本公开。本公开的方法不应解释为反映以下意图要求保护的实施例需要比每个权利要求中明确记载的特征更多的特征。相反，如权利要求所反映，本发明的主题在于比单个公开的实施例的所有特征更少的特征。因此，特此将权利要求并入具体实施方式
中，其中，每个权利要求可以独自代表单独的实施例。尽管每个权利要求可以独自代表单独的实施例， 但是应当注意，尽管权利要求中的从属权利要求可以指代与一个或多个其他权利要求的具体组合，但是其他实施例也可以包括该从属权利要求与每个其他从属权利要求的主题的组合。这里提出了这些组合，除非声明了并不意在包含具体组合。此外，应当注意，提出了一个或多个实施例中的具体实施方式
中描述的一个或多个特征与其他实施例的组合，以及一个或多个实施例中的具体实施方式
中描述的一个或多个特征与一个或多个权利要求中描述的主题的组合。还应当注意，说明书或权利要求书中公开的方法可以由具有用于执行这些方法的每个相应步骤的装置的设备来实现。
1权利要求
1.一种方法，包括将包括量化噪声的数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器；从所述探测器接收响应信号；以及基于所述响应信号来确定至少一个参数的频率相关值。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括基于所述数字Σ-Δ调制信号，在所述探测器的至少一部分中产生电场。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述数字Σ-Δ调制信号是二进制电平信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述数字Σ-Δ调制信号的频谱的至少一部分基于在Σ-Δ调制期间对数字输入信号引入的量化噪声的频谱。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述数字Σ-Δ调制信号包括从所述数字Σ-Δ 调制信号的采样频率变化到比所述采样频率低至少一个量级的频率区间内的频率分量。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，确定频率相关值包括仅利用所述数字Σ-Δ调制信号的频谱部分来确定频率相关值，所述频谱部分包括具有最高的量化噪声功率密度的频谱区域。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，将数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器包括 馈送具有第一截止频率的第一 Σ-Δ调制信号；以及馈送至少具有第二截止频率的第二 Σ-Δ调制信号。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，将数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器包括 基于具有第一时钟频率的Σ-Δ调制来产生第一数字Σ-Δ信号；基于具有第二时钟频率的Σ-Δ调制来产生至少第二数字Σ-Δ信号；以及随后将第一和至少第二 Σ-Δ信号馈送至所述探测器。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括接收基于第一 Σ-Δ调制信号的馈送的第一响应信号以及基于第二 Σ-Δ调制信号的馈送的第二响应信号，其中，确定频率相关值包括利用所述第一响应信号的第一频谱部分和所述第二响应信号的第二频谱部分来确定频率相关值，其中，所述第一频谱部分包括以下频率范围在该频率范围内，第一 Σ-Δ调制信号比第二 Σ-Δ调制信号具有更高的噪声功率密度；以及其中，所述第二频谱部分包括以下频率范围在该频率范围内，第二 Σ-Δ调制信号比第一 Σ-Δ调制信号具有更高的噪声功率密度。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一时钟频率和所述第二时钟频率以因子 k分离，其中，k在5和20之间。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述数字Σ-Δ调制信号是在单个半导体芯片上产生的。
12.—种设备，包括针对频谱测量的信号产生器，所述信号产生器被配置为产生数字Σ-Δ调制信号；以及数字输出，将所述数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器。
13.根据权利要求12所述的设备，其中，所述数字Σ-Δ调制信号是二进制电平信号。
14.根据权利要求12所述的设备，其中，所述数字Σ-Δ信号的频谱基于在Σ-Δ调制期间对第一数字信号弓I入的量化误差的频谱。
15.根据权利要求12所述的设备，还包括 采样器，以第一频率对数字信号进行采样； 量化器，提供量化信号；反馈环路，反馈所述量化信号的误差； 积分器；以及数字输出，将所述数字Σ-Δ调制信号馈送至所述探测器。
16.根据权利要求12所述的设备，还包括Σ-Δ调制器，被配置为提供用于随机或伪随机数字输入信号的Σ-Δ调制。
17.根据权利要求12所述的设备，其中，所述信号产生器被配置为以第一时钟频率基于Σ-Δ调制来产生第一数字Σ-Δ信号；以及以第二时钟频率基于Σ-Δ调制来产生第二数字Σ-Δ信号。
18.根据权利要求17所述的设备，其中，所述信号产生器被配置为将所述Σ-Δ调制器的时钟频率从第一频率改变为第二频率。
19.根据权利要求18所述的设备，其中，第一采样频率和第二采样频率以因子k分离， 其中，k在5和20之间。
20.根据权利要求12所述的设备，其中，所述信号产生器是在单个半导体芯片上实现的。
21.一种频谱分析器，包括信号产生器，被配置为产生数字Σ-Δ调制信号； 数字输出，将所述数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器； 输入，接收响应信号；以及响应分析器，基于所述响应信号来确定所述探测器的至少一个属性。
22.根据权利要求21所述的频谱分析器，其中，所述信号产生器和所述响应分析器集成在相同的半导体芯片上。
23.一种方法，包括提供至少部分地包括Σ-Δ调制的量化噪声的信号；以及将所述信号用作频谱测量中的激励信号。
24.一种频谱分析器，包括信号产生器，所述信号产生器被配置为提供用于频谱测量的激励信号，所述激励信号至少部分地包括Σ-Δ调制的量化噪声。
全文摘要
本发明涉及针对频谱测量的信号产生。描述并示出了与针对频谱测量的信号产生有关的实施例。一种方法，包括将包括量化噪声的数字Σ-Δ调制信号馈送至探测器；从所述探测器接收响应信号；以及基于所述响应信号来确定至少一个参数的频率相关值。
文档编号G01R23/16GK102445598SQ20111029294
公开日2012年5月9日 申请日期2011年9月30日 优先权日2010年9月30日
发明者哈默施密特 D. 申请人:英飞凌科技股份有限公司