专利名称：用于测量信号质量的设备和方法
技术领域：
本发明涉及一种用于测量信号质量的设备和方法，更具体地讲，涉及这样的一种测量信号质量的设备和方法，它根据维特比解码器的电平信息来检测从光盘再现的信号的质量。
背景技术：
光盘驱动器将二进制信号写在盘表面上，并通过将激光束发射到盘表面并分析反射的波形来再现数据。从盘表面读取的信号是射频(RF)信号。此外，即使当二进制信号被记录在盘表面上时，由于盘特性和光学特性，从盘表面读取的RF信号也具有模拟信号的特征，而不具有二进制信号的特征。
模拟信号的特征可被用于各种目的，比如制作的盘的质量控制。模拟信号的典型特征在于不对称值和调制比。不对称值，作为表示信号的中心部分距总信号多远的指标，通常如下面等式1所示定义。调制比，作为表示具有短时间段(T)的信号的幅度距总信号的幅度多远的指标，通常如下面等式2所示定义。
等式1不对称值＝{(最长的T的顶端电平+最长的T的底端电平)/2-(最短的T的顶端电平-最短的T的底端电平)/2}/(最长的T的顶端电平-最长的T的底端电平)等式2调制比＝(最短的T的顶端电平-最短的T的底端电平)/(最长的T的顶端电平-最长的T的底端电平)图1是传统的用于获得不对称值和调制比的信号质量测量设备的框图。所述传统的技术在第5,490,127号美国专利中公开。
参照图1，从盘读取的RF信号通过限幅器电路41和42被发送之后，RF信号的符号(+或-)被确定，在已确定符号的RF信号经过特定时间段(正或负)边缘检测电路43a和43b以及采样脉冲发生器44a和44b之后，获得最短的T和最长的T的采样脉冲。图1显示其中最短的T为3秒的信号的采样波形。在采样脉冲经过各自的采样保持电路46a和46b以及峰底保持电路48a和48b之后，获得峰值3TTOP和RFTOP以及底端值3BTTM和RFBTM。
通过将峰值3TTOP和RFTOP以及底端值3BTTM和RFBTM经过计算等式1和等式2的等效电路(未示出)来计算不对称值和调制比。
然而，由于上述的传统的信号质量检测设备通过仅对从盘读取的RF信号的特定采样波形进行采样来检测峰值和底端值，所以不能精确地计算出峰值和底端值。
另外，当最短的T被改变时，也就是说，尽管最初在盘写入方法中2T被用作最短的T，但是当在确定使用2T不能检测不对称值和调制比之后在盘写入方法中使用3T而不是使用2T时，图1中所示的硬件构造51到58必须被重新构造，重新构造比较难并且花费时间。
发明的公开技术解决方案本发明的一方面提供了一种这样测量信号质量的设备和方法，它能够更精确地计算不对称值和调制比。
本发明的一方面还提供了一种这样的测量信号质量的设备和方法，它能够当最短的T被改变时更容易地计算不对称值和调制比。
有益的效果如上所述，根据本发明的一方面，提供了一种能够更精确地计算不对称值和调制比的测量信号质量设备和方法。另外，提供了一种当最短的T的信号被改变时能够更容易地计算不对称值和调制比的测量信号质量的设备和方法。
图1是传统的用于获得不对称值和调制比的信号质量测量设备的框图；图2是根据本发明一方面的信号质量测量设备的框图；图3是图2的通道识别器的框图；
图4是表示根据本发明一方面的典型的5抽头维特比解码器的算法的格形图；图5是根据本发明一方面的信息计算器的框图；图6表示当使用图4的维特比解码器时使用根据本发明一方面的信息计算器的信号质量测量处理；图7是根据本发明另一方面的信号质量测量设备的框图；图8是根据本发明另一方面的信号质量测量设备的框图；图9是根据本发明另一方面的信号质量测量设备的框图；和图10表示根据本发明一方面的非线性转换器。
最佳方式本发明的一方面提供了一种信号质量测量设备，包括二进制单元，从输入RF信号产生二进制信号；通道识别器，接收输入RF信号和从二进制单元输出的二进制信号，并输出与该二进制信号相应的参考电平值；和信息计算器，接收参考电平值并检测信号质量值。在本发明的该方面中，二进制单元包括维特比解码器或者限幅器。
根据本发明的另一方面，所述通道识别器在预定的时间段内输入的RF信号的基础上检测参考电平值。更具体地讲，所述通道识别器通过获得先前参考电平值和输入RF信号的平均值来检测每个参考电平值。
根据本发明的另一方面，所述通道识别器包括选择信号产生器，从维特比解码器的输出信号产生选择信号；电平选择器，响应于该选择信号，从输入RF信号选择将被检测的电平；和平均值滤波器单元，在先前电平值和输入到该选择的电平的信号的电平值的基础上来产生该选择的电平的新的电平值。所述选择信号产生器通过复用延迟的信号来产生选择信号，所述延迟的信号是根据维特比解码器抽头的数目而延迟的从维特比解码器输出的信号；所述平均值滤波器单元根据下述等式来检测每个参考电平参考电平值＝先前电平值+(延迟的输入信号-先前电平值)/常数。
根据本发明的另一方面，所述信息计算器包括至少一个平均单元，在接收的参考电平值之中产生具有相同数字和值的参考电平值的平均值；和信号质量计算器，接收参考电平值和参考电平值的平均值并产生信号质量值。在本发明的该方面中，具有最短的T的信号从由具有相同数字和值的参考电平值表示的二进制信号中去除。
根据本发明的另一方面，所述设备还包括游程补偿器，检测并补偿不符合编码条件的具有小于最短的T的T的信号，其中，所述游程补偿器位于所述二进制单元之后。
根据本发明的另一方面，所述设备还包括非线性转换器，对输入RF信号进行转换以便具有非线性响应特性，其中，所述非线性转换器位于所述二进制单元之前。这里，最好非线性转换器包括非线性函数单元，其中所述非线性函数单元具有由下面等式表示的转换函数y=x*[{a=0}*{|x|<=k}+{a=1}*{|x|>k}]+k*(-1)[{a=0}*{|x|<=0}+{a=1}*{|x|>0}][{a=0}*{|x|>k}+{a=1}*{|x|>k}]*.]]>具体实施方式
结合附图，从下面对实施例的描述中，本发明的这些和/或其他方面和优点将会变得清楚和更容易理解。
现在将详细地对本发明实施例进行描述，其示例表示在附图中，其中，相同的标号始终表示相同的部件。参照附图，下面将对实施例进行描述以解释本发明。
图2是根据本发明一方面的信号质量测量设备的框图。信号质量测量设备包括模拟-数字(AD)转换器110、直流(DC)偏移消除器120和均衡器130。由AD转换器110对拾取单元(未示出)从盘读取的RF信号10进行模拟-数字转换。转换的数字信号的DC分量被DC偏移消除器120消除，均衡器130对从DC偏移消除器120输出的信号进行均衡，从而每个时间段的信号具有相似的电平。如果信号质量让人满意，则可省略均衡器130。均衡器130通常由FIR滤波器组成。维特比解码器140对均衡器130的输出信号131进行通道解码，从而获得二进制信号141。
所述信号质量测量设备可还包括通道识别器170和/或信息计算器150。
通道识别器170接收维特比解码器140的输出信号202和均衡器130的输入信号111，并检测被用作维特比解码器140的参考电平的适当的电平值203。
信息计算器150接收由通道识别器170确定的适当的电平值203，并计算不对称值和调制比。
根据本发明一方面，与在从最短的T和最长的T的采样信号中提取的峰值和底端值的基础上来计算不对称值和调制比的传统的设备中不同，对不对称值和调制比的计算是在选择的适当的电平值203的基础上进行，即在通道识别器170的输出信号203的基础上进行。
图3是图2的通道识别器170的框图。通道识别器170包括选择信号产生器330、电平选择器350和平均值滤波器单元340。选择信号产生器330接收维特比解码器140的输出信号202并产生选择信号331。这里，维特比解码器140的输出信号202是具有0或1的值的二进制信号，并且为由维特比解码器140解码的最终输出。
根据维特比解码器的工作原理，维特比解码器的输出信号与维特比解码器的输入信号相关，即与均衡器的输出信号相关，这表示维特比解码器的输出信号可确定输入到维特比解码器的电平的类型。例如，当信号电平由PR(1，2，1)产生并且编码类型为(1，7)时，则可显示的理想电平值为4、2、-2和-4，如果输入信号电平为4、4、4、2、-2、-4、-4、-4、-2、2、......，则与输入信号电平相应的维特比解码器的输出信号为1、1、1、-1、-1、-1、-1、-1、1、1......。这里，当维特比解码器的输出信号被复用与维特比解码器抽头的数目同样多的次数时，产生了111、11-1、1-1-1、-1-1-1、......，如果这些值被表示为二进制信号，则它们是111、110、100、000、......。因此，这些二进制信号表示分别输入了4、2、-2、-4......。因此，二进制信号111、110、100、000、......的每一个可被用作确定比如4、2、-2、-4、......等电平值的种类的选择信号。选择信号331在图3中被显示。
输入到通道识别器170的维特比解码器140的输出信号202被多个延迟器360的至少一个延迟并分离，并输入到选择信号产生器330，所述多个延迟器的数目对应于预定的数目(维特比解码器抽头的数目-1)。输入的延迟信号321、322、......由选择信号产生器330求和，选择信号产生器330产生具有二进制信号模式的选择信号331。例如，当维特比解码器抽头的数目是3时，延迟器的数目是2，选择信号331的模式为111、110、100、000、......。因为在经过等于系统时钟的预定周期的计算时间段之后维特比解码器140的输出被各个输出，并且这些输出不被同时输出，所以使用延迟器360。换句话说，为了选择与维特比解码器140的输出信号相应的输入信号，与计算时间相应的延迟时间必须被分配给通道识别器170的输入信号202。
根据最短的T的信号条件与可去除的维特比路径相应的选择信号331可被去除。例如，当使用(1，7)编码的3抽头的维特比解码器被使用时，与1T相应的具有010和101的选择信号被去除，并且可选的信号的数目是6，其中可选的信号为000、001、011、100、110和111。同样，当使用(1，7)编码的5抽头的维特比解码器被使用时，仅需要16电平，因此，16个信号作为选择信号而产生。当维特比的输出正确时，没有具有1T的信号作为维特比解码器的输出而产生，从而，不需要用于产生选择信号331的特殊的构造。
另外，均衡器130的输入信号201被输入到通道识别器170。均衡器130的输入信号201是具有连续值的将被解码的电信号。输入信号201具有与理想参考电平不同的真实值。通道识别器170的输入信号201通过与维特比解码器140的存储器(M)的数目相应的延迟器311、312、......被传输，并被输入到电平选择器350。电平选择器350将通道识别器170的输入信号201分别传送到与根据选择信号331的电平相应的平均值滤波器340。平均值滤波器340的每一个对应于维特比解码器140的每个电平。从而，平均值滤波器340的数目与连接的维特比解码器140的电平的数目相同。需要的路径中没有一个能被去除。
上面讨论的平均值滤波器340的每一个在预定时间获得选择的输入信号341、342、343......的每一个的平均值，并将该平均值作为新电平值351、352、353、......的每一个输出。低通滤波器可被用作平均值滤波器340。同样，在低通滤波器中对DC平均值进行估计的特征被估计。平均值滤波器340的另一类型使用下面的等式3。
等式3L’＝L+(I-L)/CL’是用于由新输入信号更新的电平值351、352、......的每一个的变量，L是用于先前电平值的变量。I是用于延迟的输入信号351、352的每一个的变量。C是用于常数的一个变量。常数C越大，将被更新的电平值L’改变越小，从而跟踪电平降低。
图4是表示根据本发明一方面的典型的5抽头维特比解码器的算法的格形图。左边的节点指示在先前状态中接收的输入信号的维特比解码器的状态，右边的节点指示在下面的状态中接收的输入信号的维特比解码器的状态。由于使用了5抽头的维特比解码器，所以状态转变用5位来表示，又由于使用了(1，7)编码，所以最短的T为1的状态被去除。从而，状态变化具有25-16＝16个状态转变。
图5是根据本发明一方面的信息计算器150的框图。信息计算器150包括平均单元510和520以及信号质量计算器530。信息计算器150使用从通道识别器170输出的电平值203来计算系统中所需要的若干测量数据，例如，不对称值和调制比。
不对称值是表示当具有短时间段的信号被放置于非中心位置的另一位置时所述具有短时间段的信号偏离多少的指标。本发明中不对称值由当输入信号全部为1时检测的电平541、当输入的信号全部为0时检测的电平571、和当具有特定时间段的信号被输入时检测的电平511和521来定义。这里，当输入信号全部为1时检测的电平541被定义为最高电平，当输入信号全部为0时检测的电平571被定义为最低电平，当具有特定时间段的信号被输入时检测的电平511和521分别被定义为高中间电平和低中间电平。
通常，输入RF信号的最大值成为最高电平541，输入RF信号的最小值成为最低电平571。然而，应该理解根据数字和值(digital sum value，DSV)，各个值都可以变为高中间电平511或者低中间电平521。DSV是通过用+1代替输入信号1，用-1代替输入信号0来对输入信号的值求和而获得的值。例如，如果值11001被输入，则DSV是+1+1-1-1+1＝+1。高和低中间电平511和521分别通过在平均单元510和520对输入信号551、552、......和输入信号561、562、......求平均而获得。这里，输入信号551、552、......分别是具有DSV M1的信号的电平值151，输入信号561、562、......分别是具有DSVM2的信号的电平值151。这里，电平值151是通道识别器170的输出信号。
信号质量计算器530在最高电平541、最低电平571、高中间电平511和低中间电平521的基础上计算不对称值和调制比。这里，不对称值和调制比分别通过下面等式4和等式5来计算。
等式4不对称值＝{(最高电平+最低电平)/2-(高中间电平-低中间电平)/2}/(最高电平-最低电平)等式5调制比＝(高中间电平-低中间电平)/(最高电平-最低电平)
与传统的不对称值和调制比的等式比较，最高电平541对应于最长的T的顶端电平RFTOP，最低电平571对应于最长的T的底端电平RFBTM，高中间电平511对应于最短的T的顶端电平3TTOP，低中间电平521对应于最短的T的底端电平3TBTM。
作为高中间电平511和低中间电平521而选择的DSV可根据由用户定义的不对称值和调制比而改变。在本发明的另一方面中，输入到平均单元510的输入信号551、552、......的数目等于输入到平均单元520的输入信号561、562、......的数目，另外，输入到平均单元510的输入信号551、552、......的DSV的模式是输入到平均单元520的输入信号561、562、......的模式的逆。例如，当具有电平11001的输入信号被输入到平均单元510时，存在输入到平均单元520的具有电平00110的另一输入信号。
由于编码条件(code condition)的原因，输入到平均单元510和520的信号551、552......和561、562、......不能具有最短的T的电平值。在本发明的另一方面中，仅其电平的连续位的数目等于最短的T的输入信号被选择以获得高中间电平511和低中间电平521。例如，如果最短的T是2T，则具有电平11001和10011可被选择，然而，具有电平11100的输入信号不能被选择。这是因为最短的T的信号质量严重影响着总信号质量。
与从一个采样信号产生的电平值的最短的T的顶端电平和最短的T的底端电平不同，高中间电平511和低中间电平521是在预定时间段内输入的信号的电平值的平均值。因此，在高中间电平511和低中间电平521的基础上计算的不对称值531和调制比532可更精确地表示从盘读取的RF信号的特性。
图6表示当使用图4的维特比解码器时根据本发明一方面的信息计算器150的信号质量测量处理。当使用5抽头的维特比解码器时，最高电平611是当与电平“11111”相应的RF信号输入时由通道识别器170检测的合适的电平值203，最低电平值是616当与电平“00000”相应的RF信号输入时由通道识别器170检测的合适的电平值203。
如上所述，根据编码条件，与最短的T相应的电平值被去除，仅电平连续位的数目等于最短的T的输入信号被选择。因此，选择来获得高中间电平617的电平只是“11001”和“10011”，选择来获得低中间电平618的电平只是“00110”和“01100”。如上所述，选择来获得高中间电平617的电平分别是选择来获得低中间电平618的电平的逆。
图7是根据本发明另一方面的信号质量测量设备的框图。与图2的方面不同，在图7的方面中，限幅器160而不是均衡器130被包括在该设备中，输入到通道识别器170的输入信号是限幅器160的输出信号161而不是维特比解码器140的输出信号141。
限幅器160确定在预定时间段内对接收的RF信号采样而得到的信号具有“+”值还是“-”值。如果信号具有“+”值，则限幅器160通过产生“1”来将二进制信号作为输出信号输出，如果信号具有“-”值则限幅器160通过产生“0”来将二进制信号作为输出信号输出。通常，当限幅器160的输出信号被用作通道识别器170的输入信号时的误码率比当维特比解码器140的输出信号被用作通道识别器170的输入信号的情况下的误码率高。然而，所述误码率的差很小，所以该差不影响信号质量的测量；从而，使用图7中显示的本发明的该方面。通常，由于维特比解码器140的解码计算需要很多计算电路和/或花费时间长，所以在图7中显示的本发明的该方面中，可用较少的资源测量比较精确的信号质量。
当限幅器160的输出信号161被用作通道识别器170的输入信号162时，可使用图8或图9中所示的信号质量测量设备以减少信号误码率。
图8是根据本发明另一方面的信号质量测量设备的框图。图8中所示的信号质量测量设备与图7中所示的信号质量测量设备相似。然而，在图8的信号质量测量设备中，在图7的信号质量测量设备的限幅器160之后设置了游程补偿器180。
游程补偿器180是纠正限幅器160由于外部条件而错误地确定的信号的“+/-”的电路。也就是说，当不一定包括在限幅器160的输出信号161中的最短的T的信号被包括在该输出信号中时，游程补偿器180工作。游程补偿器180将具有在最短的T的信号被测量之前或在最短的T的信号被测量之后的一段时间的信号的电平值和具有当最短的T的信号被测量时的一段时间的信号的电平值相比较。与两个差值中具有较大电平值的信号的电平值相应的二进制值被转换为其值的逆并从游程补偿器180输出。
图9是根据本发明另一方面的信号质量测量设备的框图。图9中所示的信号质量测量设备除了包括图7或图8中所示的信号质量测量设备之外还包括非线性转换器190。非线性转换器190设置在限幅器160之前。
图10是根据本发明一方面的非线性转换器190的示图。图9中所示的非线性转换器190包括3个FIR滤波器411、412和413以及非线性函数单元414。
所述非线性函数单元414对输入RF信号111的特性进行非线性转换，并具有如下面等式6所示的转换函数等式6y=x*[{a=0}*{|x|<=k}+{a=1}*{|x|>k}]+k*(-1)[{a=0}*{|x|<=k}+{a=1}*{|x|>k}][{a=0}*{|x|>k}+{a=1}*{|x|>k}]*]]>这里，||表示绝对值运算符，{}表示如果条件算式为真时输出“1”、当条件算式为假时输出“0”的运算符。“x”，是输入RF信号，是实数；“k”，为非线性阈值，为“0”或者为正实数。“a”，是表示非线性类型的值，为“0”或“1”。等式6可如下面等式7所示而被整理等式7a＝0，|x|＞k，x＞0，y＝ka＝0，|x|＞k，x＜0，y＝-ka＝0，|x|＜k，y＝xa＝1，|x|＞k，x＞0，y＝x-ka＝1，|x|＞k，x＜0，y＝x+ka＝1，|x|＜k，y＝0FIR滤波器411、412和413对输入RF信号111的频率特性进行转换，使得非线性函数单元414能更有效地工作。可省略FIR滤波器411、412和413之中的一个或者全部，每个滤波器的抽头的数目可不同地设置。尽管已经说明和描述了本发明的几个实施例，但是本领域的技术人员应该理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可对本发明实施例进行修改，本发明的范围被限定在权利要求及其等同物中。
权利要求
1.一种信号质量测量设备，包括二进制单元，从输入RF信号产生二进制信号；通道识别器，接收输入RF信号和从二进制单元输出的二进制信号，并输出与该二进制信号相应的参考电平值；和信息计算器，接收参考电平值并检测信号质量值。
2.如权利要求1所述的设备，其中，所述二进制单元包括维特比解码器或限幅器。
3.如权利要求1所述的设备，其中，所述通道识别器在预定的时间段内输入的RF信号的基础上检测参考电平值。
4.如权利要求3所述的设备，其中，所述通道识别器通过获得先前参考电平值和输入RF信号的平均值来检测每个参考电平值。
5.如权利要求3所述的设备，其中，所述通道识别器包括选择信号产生器，从维特比解码器的输出信号产生选择信号；电平选择器，响应于该选择信号，从输入RF信号选择将被检测的电平；和平均值滤波器单元，根据先前电平值和输入到该选择的电平的信号的电平值产生该选择的电平的新的电平值。
6.如权利要求5所述的设备，其中，所述选择信号产生器通过复用延迟的信号来产生选择信号，所述延迟的信号是根据维特比解码器抽头的数目而延迟的从维特比解码器输出的信号。
7.如权利要求5所述的设备，其中，所述平均值滤波器是低通滤波器。
8.如权利要求5所述的设备，其中，所述平均值滤波器单元根据下述等式来检测每个参考电平参考电平值＝先前电平值+(延迟的输入信号-先前电平值)/常数。
9.如权利要求2所述的设备，其中，所述信息计算器包括至少一个平均单元，在接收的参考电平值之中产生具有相同数字和值的参考电平值的平均值；和信号质量计算器，接收参考电平值和参考电平值的平均值并产生信号质量值。
10.如权利要求9所述的设备，其中，具有最短时间段T的信号从由具有相同数字和值的参考电平值表示的二进制信号去除。
11.如权利要求10所述的设备，其中，具有连续位的预定数目等于最短的时间段T的信号被选择以获得高中间参考电平值和低中间参考电平值。
12.如权利要求9所述的设备，其中，所述信号质量计算器根据下述等式计算不对称值不对称值＝{(最高电平+最低电平)/2-(高中间电平-低中间电平)/2}/(最高电平-最低电平)。
13.如权利要求9所述的设备，其中，所述信号质量计算器根据下述等式计算调制比调制比＝(高中间电平-低中间电平)/(最高电平-最低电平)。
14.如权利要求9所述的设备，还包括游程补偿器，检测并补偿不符合编码条件的具有小于最短的时间段T的T的信号，其中，所述游程补偿器位于所述二进制单元之后。
15.如权利要求14所述的设备，还包括非线性转换器，对输入的RF信号进行转换以具有非线性响应特性，其中，所述非线性转换器位于所述二进制单元之前。
16.如权利要求15所述的设备，其中，所述非线性转换器包括非线性函数单元，其中，所述非线性函数单元具有根据下面等式表示的转换函数y＝x*[{a＝0}*{|x|＜＝k}+{a＝1}*{|*|＞k}]+k*(-1)[{a＝0}*{|x|＜＝0}+{a＝1}*{|x|＞0}]*[{a＝0}*{|x|＞k}+{a＝1}*{|x|＞k}]。
17.一种信号质量测量方法，包括从输入RF信号产生二进制信号；接收输入RF信号和产生的二进制信号，并输出与该产生的二进制信号相应的参考电平值；和接收参考电平值并检测信号质量值。
18.如权利要求17所述的方法，其中，所述产生二进制信号由维特比解码器或限幅器执行。
19.如权利要求17所述的方法，其中，所述接收信号并输出参考电平值包括根据在预定的时间段内输入的RF信号来检测参考电平值。
20.如权利要求19所述的方法，其中，所述接收信号并输出参考电平值包括通过获得先前参考电平值和输入RF信号的平均值来检测每个参考电平值。
21.如权利要求19所述的方法，其中，所述接收信号并输出参考电平值包括从维特比解码器的输出信号产生选择信号；响应于该选择信号，从输入RF信号选择将被检测的电平；和根据先前电平值和输入到该选择的电平的信号的电平值产生该选择的电平的新的电平值。
22.如权利要求21所述的方法，其中，所述产生选择信号包括复用延迟的信号，所述延迟的信号根据维特比解码器抽头的数目而延迟。
23.如权利要求21所述的方法，其中，平均值滤波通过低通滤波来执行。
24.如权利要求21所述的方法，其中，所述平均值滤波包括根据下述等式来检测每个参考电平参考电平值＝先前电平值+(延迟的输入信号-先前电平值)/常数。
25.如权利要求18所述的方法，其中，信息计算包括从接收的参考电平值之中产生具有相同数字和值的参考电平值的平均值；和接收参考电平值和参考电平值的平均值并产生信号质量值。
26.如权利要求25所述的方法，其中，所述产生平均值包括从由具有相同数字和值的参考电平值表示的二进制信号去除具有最短的时间段T的信号。
27.如权利要求25所述的方法，其中，所述产生信号质量值包括根据下述等式计算不对称值不对称值＝{(最高电平+最低电平)/2-(高中间电平-低中间电平)/2}/(最高电平-最低电平)。
28.如权利要求25所述的方法，其中，所述信号质量计算包括根据下述等式计算调制比调制比＝(高中间电平-低中间电平)/(最高电平-最低电平)。
29.如权利要求25所述的方法，还包括检测并补偿具有不符合编码条件的小于最短的时间段T的T的信号。
30.如权利要求29所述的方法，还包括对输入RF信号进行转换以具有非线性响应特性。
31.如权利要求30所述的方法，其中，所述转换输入RF信号包括执行非线性函数，其中所述非线性函数使用根据等式的转换函数来执行y＝x*[{a＝0}*{|x|＜＝k}+{a＝1}*{|x|＞k}]+k*(-1)[{a＝0}*{|x|＜＝0}+{a＝1}*{|x|＞0}]*[{a＝0}*{|x|＞k}+{a＝1}*{|x|＞k}]。
32.一种根据从介质再现的信号的至少一个特征测量该信号的信号质量的方法，包括将从介质再现的信号转换为数字信号；将数字信号编码为二进制格式；根据数字信号和二进制编码的信号获得参考电平平均值；和根据获得的参考电平平均值来计算从介质再现的信号的质量，其中，所述计算包括计算不对称值和调制比的至少一个以测量从介质再现的信号质量。
全文摘要
提供了一种基于维特比解码器的电平信息测量光盘上的信号质量的设备和方法。所述信号质量测量设备包括二进制单元，从输入RF信号产生二进制信号；通道识别器，接收输入RF信号和从二进制单元输出的二进制信号，并输出与该二进制信号相应的参考电平值；和信息计算器，接收参考电平值并检测信号质量值。
文档编号G11B20/10GK1849661SQ200480026343
公开日2006年10月18日 申请日期2004年9月7日 优先权日2003年9月16日
发明者朴贤洙, 沈载晟, 李载旭, 李政炫, 柳恩真, 赵莺燮 申请人:三星电子株式会社