计算用于解析副载波跟踪模糊度的非模糊鉴别器的GNSS接收器的制作方法

本发明适用于卫星导航领域。更具体而言，本发明允许接收器计算非模糊鉴别器值，以用于跟踪具有多个自相关峰的gnss定位信号。

背景技术：

存在已经被全面部署多年的两个全球导航卫星系统(gnss)(美国的全球定位系统，俄国的glonass)，以及正在部署中的另外两个全球导航卫星系统(中国的北斗导航卫星系统以及欧洲的伽利略系统)。这些系统依赖于相同的原理：从环绕非对地静止轨道运行的多个卫星广播微波无线电信号；该信号携带prn(伪随机噪声)代码，该prn代码与被配置为接收广播信号的接收器中的本地副本相关；当接收器能够从卫星获取并跟踪信号时，其处理能力使用相关处理对代码信号进行解调，并且计算伪距，伪距是在接收器与卫星之间的距离。结合从其它卫星(通常为三个卫星)获取的伪距而使用这个伪距来确定位置、速度和时间(pvt)。

由卫星发送的一些无线电导航信号公知为boc信号(二进制偏移载波调制)，其中载波首先被prn代码调制并且然后被副载波调制。得到的信号具有谱，该谱具有位于载波频率的任一侧上的两个主波瓣，因此允许与使用相同载波频率的其它信号共存。boc信号被称为boc(m,n)，其中代码信号的码片速率是n*1.023mcps(兆码片每秒)，并且副载波频率是m*1.023mhz。这些信号而不是传统的bpsk调制信号被选择用于gnss定位，因为这些信号显示了较好的精度。伽利略和北斗使用了boc信号的不同变型，并且gps3系统将使用boc信号的不同变型。

已经证明，与对bpsk信号的跟踪相比，对boc信号的跟踪提供了更精确且鲁棒的定位信息，主要归功于自相关函数峰的较为尖锐的斜率以及其较大的带宽。然而，与bpsk信号不同的是，boc信号自相关函数显示了与主峰竞争的多个侧峰，并且显示了与主峰的幅值相当的幅值。

在存在诸如噪声或干涉之类的误差源的情况下，对boc信号的跟踪可能导致boc互相关函数的侧峰中的一个侧峰上的同步。因此，跟踪环路可以得以被锁定在正确的位置(在互相关的主峰上)，或者被锁定在错误的位置(在互相关的侧峰上)，这产生了可以高于9.7m(boc(15,2.5)的情况)的测距误差。

由于在信号传播期间出现的环境反射，定位信号也可以被多路径影响。尤其是当在城市环境或室内环境下运行时，存在这些多路径反射。对多路径信号的接收在复合信号的复合互相关函数中产生了伪影，多路径峰从原始峰移位了与主路径和多路径之间的延迟相对应的距离。

多种现有技术都在处理使boc信号的主峰上的跟踪同步的问题，但是这些技术并未充分考虑在多路径环境下的传播。

在这些技术中，在欧洲专利ep2382484b1中描述的双鉴别器技术涉及基于boc信号的扩频码和副载波分量的两个鉴别器的并行计算。第一鉴别器计算(被称为非模糊鉴别器计算)导致对跟踪位置的非模糊确定，与第二鉴别器计算不同，第二鉴别器计算是模糊的。然而，相比于第一鉴别器计算，第二鉴别器计算更加精确并且对噪声和多路径反射较为不敏感。在双鉴别器技术中，选择单元被配置为将第一鉴别器的值与阈值进行比较，并且取决于这个比较的结果来选择在跟踪环路中使用的鉴别器值。如果这个技术公知为在高斯传播环境下非常准确，那么当传播环境显示出多路径反射时性能下降。此下降的主要原因来自多路径反射尤其影响非模糊鉴别器的形状的事实。因此，这个鉴别器值与阈值的比较显示了相当大数量的虚假警报和非检测。

技术实现要素：

本发明的目的在于通过计算精度等于模糊鉴别器的精度的单个非模糊鉴别器来提供相对于双鉴别器技术的改进，因而去除了将非模糊鉴别器值与阈值进行比较的需要以及相关联的误差。这种鉴别器用于接收器中以用于跟踪gnss定位信号，并且当在多路径反射传播环境下进行操作时显示了准确的结果。

为此，本发明公开了一种接收器，其用于跟踪包括经副载波和扩频码调制的载波的gnss定位信号。该接收器包括：

-至少一个跟踪环路，其被配置为根据所述gnss定位信号来计算第一伪距，

-第一鉴别电路，其被配置为根据所述gnss定位信号的副载波和扩频码来计算模糊鉴别器值，

-计算电路，其被配置为计算表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值，

-第二鉴别电路，其被配置为选择所述模糊鉴别器值和由计算电路所计算的所述值中的一个，并且生成第一非模糊鉴别器值，该第一非模糊鉴别器值的幅值基于所选择的值的幅值，并且该第一非模糊鉴别器值的符号是由计算电路所计算的所述值的符号。

有利地，第二鉴别电路基于控制信号而在模糊鉴别器值与由计算电路所计算的值之间进行选择。

有利地，关于多个连续测量结果对由计算电路所计算的值进行平滑。

在根据本发明的一个实施例中，计算电路被配置为根据gnss定位信号的副载波和扩频码与参考信号的即时位置、早期位置(earlyposition)和后期位置(lateposition)之间的相关性来计算第二非模糊鉴别器。

在根据本发明的一个实施例中，计算电路被配置为根据gnss定位信号的扩频码与参考信号之间的相关性来计算第二非模糊鉴别器。

在根据本发明的一个实施例中，计算电路被配置为测量所述第一伪距与由跟踪环路基于第二非模糊鉴别器所计算的第二伪距之间的差值。

在根据本发明的一个实施例中，计算电路被配置为测量所述第一伪距与根据已知的接收器位置、卫星位置和时间所确定的第二伪距之间的差值。

本发明还包括一种用于确定第一非模糊鉴别器值以用于在接收器的跟踪环路中跟踪gnss定位信号的方法，所述gnss定位信号包括经副载波和扩频码调制的载波。该方法包括：

-根据所述gnss定位信号的副载波和扩频码来计算模糊鉴别器的第一步骤，

-计算表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值的第二步骤，

-生成第一非模糊鉴别器值的第三步骤，该第一非模糊鉴别器值的幅值基于在第一步骤中所计算的所述模糊鉴别器以及在第二步骤中所计算的所述值中的一个，并且该第一非模糊鉴别器值的符号是在第二步骤中所计算的值的符号。

在根据本发明的用于确定第一非模糊鉴别器值的方法的一个实施例中，计算表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值的第二步骤包括：根据gnss定位信号的副载波和扩频码与参考信号之间的相关性来计算第二非模糊鉴别器。

在根据本发明的用于确定第一非模糊鉴别器值的方法的一个实施例中，计算表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值的第二步骤包括：根据gnss定位信号的扩频码与参考信号之间的相关性来计算第二非模糊鉴别器。

在根据本发明的用于确定第一非模糊鉴别器值的方法的一个实施例中，计算表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值的第二步骤包括：测量第一伪距与第二伪距之间的差值，该第一伪距由跟踪环路基于第一非模糊鉴别器计算而来，该第二伪距由跟踪环路基于第二非模糊鉴别器计算而来。

在根据本发明的用于确定第一非模糊鉴别器值的方法的一个实施例中，计算表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值的第二步骤包括：测量第一伪距与第二伪距之间的差值，该第一伪距由跟踪环路基于第一非模糊鉴别器计算而来，该第二伪距根据已知的接收器位置、卫星位置和时间来确定。

附图说明

根据许多示例性实施例的以下描述及其附图将更好地理解本发明，并且本发明的各特征和优点将显现，在附图中：

图1表示bpsk信号和boc信号的谱；

图2a和图2b分别表示bpsk信号和boc信号的自相关函数；

图3表示根据现有技术的双鉴别器技术接收器结构；

图4a和图4b分别表示在高斯环境和多路径环境下的boc鉴别器的形状；

图5表示根据本发明的接收器的第一实施例，包括针对boc信号的模糊鉴别器和非模糊鉴别器的计算；

图6表示由接收器执行的产生非模糊鉴别器的计算；

图7表示根据本发明的接收器的第二实施例，包括针对boc信号的模糊鉴别器的计算和扩频码跟踪环路；

图8表示根据本发明的接收器的第三实施例，包括针对boc信号的模糊鉴别器的计算，以及根据接收器和卫星的已知位置的伪距的计算；

图9表示本发明的实施例的流程图。

具体实施方式

给出上面所描述的示例作为对本发明的实施例的例示。它们不以任何方式限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求来限定。

图1表示根据现有技术的bpsk(110)信号、boc(120)信号和mboc(130)信号的示例性谱。

在图1上，相对于载波频率来表示谱(示出了谱与载波频率相关)。可以观察到，bpsk谱110以载波频率为中心。

生成boc信号包括通过代码和副载波来调制信号的载波。boc调制通常被描述为：

其中，是复数信号的幅值，d(t)是发送的数据(如果存在的话)，c(t)是伪随机噪声(prn)代码信号，s(t)是副载波信号，fc和θ是载波频率和相位。

由于通过副载波信号进行调制，boc谱120分成了分布在标称载波频率的任一侧上的两个边带，其中频率移位等于副载波频率。信号的每个波瓣可以看作是bpsk谱。

这种boc信号用于卫星定位，由于副载波调制，精度优于bpsk信号，并且较容易与使用相同载波频率的其它信号共存。

boc调制具有由曲线130来表示其谱的若干变型，其中有正弦boc、余弦boc、altboc或者复合boc(mboc)。mboc调制已经被提议用于伽利略和现代化gps信号，并且将正弦二进制偏移载波sinboc(1,1)与sinboc(m,n)组合。无论是什么boc变型和(m，n)参数集，本发明都同样适用；唯一的要求是信号由经代码和副载波调制的载波构成，其中m≥n。

可以使用包括代码和副载波分量的整个信号或者仅考虑一个波瓣，来对boc信号进行解调。在后一种情况下，通过仅考虑boc信号的一个波瓣来抑制boc信号的副载波信号，并且通过适当的频率使得其移位以去除副载波贡献。产生的信号依然包括代码信息，并且可以被解调为经典bpsk信号，其中由于仅对信号功率谱密度的一半进行处理而具有3db的损耗。

图2a和图2b分别表示在理想同步延迟周围的两个时间码片的持续时间内根据现有技术的bpsk信号(210)和boc信号(220)的自相关函数的示例。bpsk信号自相关在这一间隔内仅示出了一个峰。其最大值表示理想的同步位置，并且可以通过非模糊方式来进行确定。boc信号自相关示出了多个峰。由于boc自相关的主峰比bpsk信号自相关峰更加尖锐，因而跟踪精度更好。然而，在一些情况下(噪声环境、多条传播路径……)，跟踪位置可能与侧峰的其中之一相关联，因此导致定位误差，这也是为什么boc信号的自相关公知是模糊的。

在接收链中使用相关函数来对鉴别器进行计算，以基于所接收的信号与参考信号之间的互相关的结果来感测同步误差，其中，参考信号是根据内部时间基准而构造的。该内部时间基准由本地振荡器、所谓的vco(电压控制振荡器)或nco(数字控制振荡器)来提供，受到对根据鉴别器值所计算的控制信号进行输送的环路滤波器的控制。本地振荡器的相位关联到在接收到的消息中传输的信息，以测量伪距。振荡器的相位还用于生成副载波和代码参考信号。

因此，鉴别器的值用于接收器链中，以检测本地代码信号与接收到的代码信号之间的失配。该值在跟踪位置正确时(本地时间基准与接收到的信号同步)等于零，并且具有与必须被施加至振荡器以从跟踪误差恢复的时间移位成比例的值。

由于boc信号的自相关函数是模糊的，所以根据接收到的boc信号与参考信号之间的相关性所构造的鉴别器值示出了多个峰，并且公知是模糊的。基于模糊鉴别器的值的跟踪是非常精确的，但是可能被锁定在侧相关峰上，并且因此导致定位误差。

可以从boc信号获得非模糊相关性。首先，可以仅考虑boc信号的一个波瓣，并对该波瓣进行频率移位以使得副载波信息被抑制。这个信号相当于仅示出一个峰的bpsk信号，所以所得到的鉴别器值是非模糊的。其次，通过去除副载波信息，可以考虑模糊相关性的包络来获得非模糊鉴别器计算。在现有技术中被称为类bpsk(bpsk-like)鉴别器的这个非模糊鉴别器计算与bpsk信号的鉴别器计算相当类似。

图3表示根据现有技术的双鉴别器技术接收器结构。

在双鉴别器技术中，跟踪环路将接收到的boc信号310作为输入。在320中将这个信号与参考信号进行相关，相关的组合用于计算非模糊(类bpsk)鉴别器331和模糊鉴别器332。考虑整个接收到的boc信号(包括副载波和扩频码)，这些计算需要将来自同相和正交相载波信号的相关结果进行组合。与参考信号的即时位置、早期位置和后期位置的相关用于计算非模糊鉴别器。对非模糊鉴别器进行滤波340，并且将非模糊鉴别器与阈值进行比较350。根据这个比较的结果来控制开关360，以便选择非模糊鉴别器计算和模糊鉴别器计算的其中之一作为环路滤波器370的输入，以控制振荡器380。根据振荡器的相位以及定位信号中所传输的信息，来计算gnss接收器的导航仪中所使用的伪距390以及从其它定位信号获取的用于确定位置速度和时间的伪距。

当模糊鉴别器计算正在跟踪主相关峰时，非模糊鉴别器的值是小的。因此，根据模糊鉴别器来计算伪距估计值，并且该伪距估计值是非常精确的。但是，当模糊鉴别器计算在跟踪侧相关峰时，非模糊鉴别器的值增大。当其超过阈值时，开关360在预定时间段内选择非模糊鉴别器计算而不是模糊鉴别器计算。作为结果，所估计的伪距的精度降低，但是使用非模糊鉴别器值的跟踪环路将朝向主互相关峰逐渐地收敛。一旦跟踪环路已经收敛，那么重新选择模糊鉴别器计算以使得该跟踪环路闭合。

这种技术在恶劣的接收环境下受到虚假警报以及漏检测的困扰。当发生虚假警报时，其导致选择非模糊鉴别器而不是模糊鉴别器，所得到的伪距具有较低精度，但并不是错误的。反之，基于突然的相位跃变以从侧峰跟踪进行恢复的技术在虚假警报状况之后对错误的峰进行跟踪。

接收到的信号的多路径反射影响鉴别器的形状，尤其是非模糊鉴别器的形状，因为非模糊相关性的主峰大于boc相关性的主峰。

图4a和图4b分别例示了boc模糊鉴别器和boc非模糊鉴别器在单路径环境下和在多路径环境下的表现。图4a和图4b表示以正确的跟踪延迟401(主相关峰跟踪)为中心的约一个副载波码片的持续时间。

在图4a上表示了在单路径环境下的非模糊鉴别器410。当跟踪误差为零时，这个鉴别器为零，并且鉴别器的符号和幅值取决于跟踪误差以及相关早期位置和后期位置之间的码片间隔。由于这个鉴别器是非模糊的，因而其仅在这个时间间隔内穿过零值。相反，当跟踪误差为零时，模糊鉴别器420为零，而当跟踪位置与互相关函数的侧峰匹配时，模糊鉴别器420也为零。值得注意的是，当对侧相关峰执行跟踪时，模糊鉴别器值为零，而非模糊鉴别器值则超过阈值430。双鉴别器技术使用这个特性来检测对侧相关峰的跟踪。

在图4b上，表示了在多路径传播环境下的相同鉴别器。非模糊鉴别器对于多路径反射的鲁棒性与bpsk调制的鲁棒性相当。基于包括副载波和扩频码的boc信号的模糊鉴别器的鲁棒性较好。作为结果，非模糊鉴别器420比模糊鉴别器更多地受多路径的影响。这导致当跟踪误差为零时具有可能并非为零的非模糊鉴别器值，而且该非模糊鉴别器值可能未达到为检测对侧峰的跟踪而在双鉴别器技术中所使用的阈值。因此，双估计器技术的结构，尤其是非模糊鉴别器值与阈值的比较，在多路径环境下导致了不可靠操作。

图5表示根据本发明的接收器的第一实施例，包括针对boc定位信号的模糊鉴别器值和非模糊鉴别器值的计算，以确定第一非模糊鉴别器值。图5上所示电路的输入501是复基带或中间频率boc定位信号。未表示在gnss接收器中必不可少的载波环路，因为根据现有技术其实施方式是公知的。

在图5上，跟踪环路被配置为根据gnss定位信号来计算伪距560。在跟踪环路中，第一电路使用接收到的定位信号与参考信号之间的相关性510来确定模糊鉴别器值521。

根据对通过去除副载波信息而被认为是bpsk信号的定位信号的相关、或者对考虑boc定位信号的包络的定位信号的相关，计算电路计算第二非模糊鉴别器522。这个第二非模糊鉴别器表示gnss定位信号上的跟踪误差。

用于确定第二非模鉴别器的类bpsk计算的示例性实施例存在于执行所接收到的定位信号与参考信号的即时形式、早期形式和后期形式(包括信号的副载波和扩频码信息)的相关。

对第二非模糊鉴别器的计算因此包括计算：

其中：

-exx表示早期相关性，

-pxx表示即时相关性，

-lxx表示后期相关性，

-xix表示使用同相载波输入信号的相关性，

-xqx表示使用正交载波输入信号的相关性，

-xxs表示使用同相副载波信号的相关性，

-xxc表示使用正交副载波信号的相关性，

-r(t)是关于载波频率、关于中间频率或基带的输入信号，

-c(t)是代码参考信号，

-ss(t)是同相副载波参考信号，

-sc(t)是正交副载波参考信号，

-θ是载波相位，

-φ是副载波相位，其等同于代码相位，但是其以副载波周期被公式化，

-δ是早期位置与后期位置之间的间隔。

可以通过以下计算来确定第二非模糊鉴别器值(类bpsk)：

e²＝eis²+eqs²+eic²+eqc²

l²＝lis²+lqs²+lic²+lqc²

其中，dna是第二非模糊鉴别器值。

可以通过以下计算来确定模糊鉴别器值：

e²＝eis²+eqs²

l²＝lis²+lqs²

其中，da是模糊鉴别器值。

前面对第二非模糊鉴别器和模糊鉴别器的计算根据现有技术是已知的，并且被提供作为示例性的示例。实现类似结果的其它计算是可能的，在欧洲专利ep2049914b1中描述了这些技术中的一些。本发明同等地适用，而不管是用于计算模糊鉴别器的方法还是用于计算第二非模糊鉴别器的方法。

回到图5，第二鉴别电路530根据第二非模糊鉴别器和模糊鉴别器来计算第一非模糊鉴别器。

通过计算模糊鉴别器的绝对值或者任何其它类似的计算(例如，非模糊鉴别器的平方)，考虑模糊鉴别器的幅值而获得中间非模糊鉴别器的幅值。

考虑第二非模糊鉴别器的符号而获得中间非模糊鉴别器的符号。将这个符号与模糊鉴别器的幅值结合，以生成中间的非模糊鉴别器。

因此，具有第二非模糊鉴别器的符号的所计算的中间鉴别器是非模糊的。其值是模糊鉴别器的值，考虑这个鉴别器而在跟踪环路中计算的伪距具有高精度。

接收器的跟踪环路还包括环路滤波器540，其对鉴别器中的一些噪声进行滤波，并且生成用于调节nco或vco550的控制信号。根据振荡器的相位以及在接收到的定位消息中所传输的信息，可以确定伪距。

然而，非模糊鉴别器显示了一些零值，其中的一些对应于跟踪boc定位信号的相关性的侧峰。所计算的中间非模糊鉴别器显示了相同的零值，并且基于中间鉴别器的跟踪环路不应当从对侧相关峰的跟踪进行恢复，并且将输送有偏差的伪距。

为了应对这个问题，提议跟踪环路交替地选择中间非模糊鉴别器的值和第二非模糊鉴别器的值，来计算第一非模糊鉴别器的幅值。这个选择的目的在于远离中间鉴别器的输出为零的情况。该选择应当由控制信号来驱动，该控制信号无论是硬件还是软件，在鉴别电路内部还是外部，该信号例如是由时钟或程序化逻辑所驱动的信号。或者意味着在两个值之间反复地做出选择，而不必以规则的节奏和以相同的比例做出选择。可以定期执行这一转换，例如遵循循环模式，其使用遵循概率定律的随机抽取或者保证以确定比率在两个鉴别器之间执行选择的任何其它技术来选择中间非模糊鉴别器的值x次、选择第二非模糊鉴别器的值y次。取决于传播条件(例如，噪声、多路径反射、干扰)、环境(室内或室外)、或者所要求得到的鉴别器精度(从低精度开始，并且之后逐渐地提高精度)，可以动态地改变控制信号。考虑到当第二非模糊鉴别器的值为高时或者当模糊鉴别器的值为低时必须以较高比率选择第二非模糊鉴别器，还可以取决于第一非模糊鉴别器或第二非模糊鉴别器的值来动态地改变控制信号。由于使用第二非模糊鉴别器降低了跟踪环路的精度，并且由于模糊鉴别器的值为零的情况具有有限的发生概率，所以可以以低比例来执行对第二非模糊鉴别器的使用。在跟踪环路中选择第二非模糊鉴别器而不是中间非模糊鉴别器的良好的比例应当在1％至20％的范围内。

使用所计算的第一非模糊鉴别器的跟踪环路显示了良好的性能，因为正如在双鉴别器技术中一样，该跟踪环路基于对接收到的信号的非模糊分析和模糊分析而产生的信息。然而，与这个技术不同的是，使用所计算的第一非模糊鉴别器的跟踪环路对于多路径反射也是鲁棒的，因为：

-仅考虑了第二非模糊鉴别器的符号而不考虑其幅值，与模糊鉴别器相比，第二非模糊鉴别器对于多路径反射的鲁棒性较低，

-实施方式并不需要与阈值进行比较，这是当处理诸如多路径反射之类的干扰时的问题。

使用这个第一非模糊鉴别器所计算的伪距560具有高精确度以及对多路径反射的鲁棒性的相同的性质。

在图5上，第二非模糊鉴别器是类bpsk鉴别器，其考虑boc信号，使用参考信号的即时位置、早期位置和后期位置。

图6表示由接收器所执行的用于产生中间非模糊鉴别器的计算。

在图6上表示了作为跟踪误差的函数的鉴别器值。曲线610是模糊鉴别器的值。当跟踪误差为零时，这个值为零，并且每次跟踪误差与相关函数的侧峰匹配(被称为稳定状态零)并且在两个侧峰位置之间(靠近boc相关函数抵消的地方)时也为零，这些后面的位置并非是标准boc跟踪环路的稳定状态。两个连续的稳定状态零之间的距离等于定位信号的副载波周期的一半。仅当跟踪误差包括在正确的跟踪位置周围的一个副载波周期的间隔中时，可以在跟踪环路中使用这种模糊鉴别器。

曲线620是第二非模糊鉴别器的值。仅当跟踪误差为零时这个值为零，非模糊鉴别器的符号取决于跟踪误差的方向而不同。

根据模糊鉴别器610来构造新的鉴别器630，例如通过去除符号信息而由模糊鉴别器的幅值来提供新的鉴别器630的值。

根据第二非模糊鉴别器620来构造另一个新的鉴别器640，由非模糊鉴别器的符号来提供新的鉴别器640的值。

两个新的鉴别器630和640的组合使得构造中间非模糊鉴别器650成为可能，该中间非模糊鉴别器650由于使用第二非模糊鉴别器的符号而是非模糊的，并且由于使用模糊鉴别器的幅值而是精确的。可以观察到，这个鉴别器在651中为零，其中的一些对应于相关函数的侧峰上的跟踪位置，这也是在跟踪环路中应当与第二非模糊鉴别器交替地使用这个中间非模糊鉴别器的原因，确定了选择第二非模糊鉴别器相对于选择中间非模糊鉴别器的比例，以便处理中间鉴别器的零值，同时对测量结果的精度仅具有有限的影响。

在使用符号函数来确定模糊鉴别器的幅值的情况下，跟踪环路中所使用的鉴别器可以被表达为：

d(n)＝x.|da(n)|.sign(dna(n))+(1-x).dna(n)

其中，

-d(n)是对于测量结果n由鉴别电路530计算的第一非模糊鉴别器，

-da(n)是模糊鉴别器，

-dna(n)是第二非模糊鉴别器，

-x是变量，其值取决于概率定律、循环模式或者任何其它机制而是1或0，

以控制在中间非模糊鉴别器与第二非模糊鉴别器之间的选择。

由于相比于模糊鉴别器，第二非模糊鉴别器较为不鲁棒，所以可以相对于若干测量结果对第二非模糊鉴别器的值进行平滑，以便进一步减小跟踪环路的处理噪声并且提高其鲁棒性。

这个平滑可以是对值进行过滤，或者是对第二非模糊鉴别器值进行简单的求和，因为仅考虑了这个测量结果的符号。在此情况下，所得到的第一非模糊副载波可以被表达为：

其中，m是为对第二非模糊鉴别器进行平滑而考虑的值的数量。

可以在任何适当的硬件架构上的gnss接收器中实施本发明。其适用于rf链的输出处的gnss定位信号，优选但不局限于基带或中间频率中。可以使用模拟部件来实施各种跟踪环路、鉴别器电路和计算电路。如果输入信号是数字化的，那么它们还可以在计算机器上被实施，所述计算机器例如是软件可重编程的计算机器(例如，微处理器、微控制器或数字信号处理器(dsp))或者专用的计算机器(例如，现场可编程门阵列(fpga)或专用集成电路(asic))。模拟部件和数字部件的任何中间组合都是可能的。

图7表示根据本发明的接收器的第二实施例，包括针对boc信号的模糊鉴别器的计算、以及扩频码跟踪环路。

在图7上，由两个跟踪环路并行地处理接收到的信号701。第一跟踪环路包括用于执行关于boc定位信号的相关710、并且计算模糊鉴别器711的电路。第一跟踪环路还包括将鉴别器作为输入并且控制振荡器713的环路滤波器712，根据振荡器713确定了第一伪距715。由于在考虑整个boc定位信号(副载波+扩频码)的情况下根据跟踪环路来计算这个伪距，这个伪距被记为τboc。

第二跟踪环路包括电路，其用于在通过去除副载波信息而将接收到的信号认为是bpsk信号的情况下执行相关720。根据该相关确定了第二非模糊鉴别器721，其表示这个环路的跟踪误差，其输入用于控制第二振荡器723的环路滤波器722。根据振荡器的相位来确定非模糊伪距τbpsk。

计算电路730被配置为对差值τbpsk-τboc进行测量。根据模糊鉴别器确定伪距τboc，其可能导致侧峰跟踪。伪距τbpsk是非模糊的，其精度较低但其保证对主峰进行跟踪。因此，差值表示第一跟踪环路的跟踪误差。这个测量结果的精度不高，因为在将接收到的信号认为是bpsk信号的情况下确定τbpsk，但不要求高精度，因为仅考虑差值的符号。为了提高这个测量结果的精度，可以关于连续的测量结果对bpsk伪距τbpsk和/或测量的差值进行平滑。

在替代实施例中，通过确定类bpsk非模糊鉴别器，第二跟踪环路可以考虑boc信号来确定非模糊伪距。这个解决方案并不是优选的，因为其实施成本高于将boc信号认为是bpsk信号的跟踪环路的成本。

第二鉴别器电路740根据模糊鉴别器711的幅值以及所测量的差值730来计算第一非模糊鉴别器。如在图5中，构造了中间非模糊鉴别器，其具有模糊鉴别器的幅值和所测量的差值的符号。这个中间鉴别器是非模糊的，其形状与图6的非模糊鉴别器650相同。为了应对中间非模糊鉴别器的零值的问题，与中间非模糊鉴别器交替地使用第二非模糊鉴别器来构造第一非模糊鉴别器。第一鉴别器是非模糊的，并且处理(address)了第一跟踪环路的环路滤波器712的输入。

在本发明的一个实施例中，第二非模糊鉴别器是在将定位信号认为是bpsk信号的情况下在第二跟踪环路中计算的非模糊鉴别器751。

因此，第一鉴别器可以被表达为：

d(n)＝x.|da(n)|.sign(τbpsk-τboc)+（1-x).(dnabpsk)

其中，dnabpsk是在第二跟踪环路中计算的第二非模糊鉴别器721。

在本发明的另一个实施例中，第二非模糊鉴别器752是τboc与τbpsk之间的差值的值。

因此，第一鉴别器可以被表达为：

d(n)＝x.|da(n)|.sign(τbpsk-τboc)+(1-x).(τbpck-τboc)

图8表示根据本发明的接收器的第三实施例，包括针对boc信号的模糊鉴别器的计算、以及根据接收器和卫星的已知位置对伪距的计算。

在图8上，跟踪环路类似于图7中的第一跟踪环路，该跟踪环路包括计算关于所接收到的boc定位信号701的相关710，以确定模糊鉴别器711。跟踪环路还包括环路滤波器712，其控制振荡器713。根据这个跟踪环路来确定伪距715，其被表示为τboc。

第二伪距τ期望802被用作电路810的输入，电路810被配置为测量两个伪距之间的差值。

可以根据从位于接收器内部或外部的源接收的非gnss信息来确定这个伪距。这些非gnss信息至少包括接收器位置、卫星位置以及时间信息。输送这些信息的装置例如是惯性站、本地时钟、已知的检查点、……。

根据这些信息，使用以下等式来构造期望的伪距τ期望：

τ期望＝||xr-x^s||+c*δtr

其中：

-c是光的速度，

-δtr是接收器时间与gnss系统时间之间的时间差值，

-xr是接收器的位置，

-x^s是卫星的位置。

还可以使用例如类bpsk鉴别器确定位置和时间来根据不受模糊度影响的卫星的选择确定第二伪距τ期望，并且使用以上公式根据这些信息来构造第二伪距τ期望。

该期望的伪距是非模糊的。

第二鉴别电路810测量差值τ期望-τboc，其符号用于模糊鉴别器的幅值来计算中间非模糊鉴别器820。τ期望的精度可能低于τboc的精度，但是不需要高精度的测量结果，因为仅使用差值的符号来构造中间非模糊鉴别器。

如在图6上，可以关于连续的测量结果对所测量的差值以及期望的伪距τ期望进行平滑，以便提高鲁棒性。

为了应对中间非模糊鉴别器的零值的问题，交替地使用第二非模糊鉴别器821来构造第一非模糊鉴别器820。这个第二非模糊鉴别器是所测量的差值τ期望-τboc。

图9表示本发明的实施例的流程图。

该方法包括关于gnss定位信号的副载波和扩频码来计算模糊鉴别器的第一步骤901。通过使接收到的gnss定位信号与参考信号相关来获得这个模糊鉴别器，参考信号是根据跟踪环路中所包括的时钟的相位来构造的。

该方法还包括计算表示gnss定位信号的跟踪误差的值的第二步骤902。可以如图5中计算非模糊鉴别器或者测量第一伪距与第二伪距之间的差值来获得这个值，该第一伪距来自gnss定位信号跟踪环路，该第二伪距来自如图7中的基于非模糊鉴别器的跟踪环路或者来自如图8中的辅助(即，外部的)输入。

该方法还包括生成第一非模糊鉴别器值的第三步骤，该第一非模糊鉴别器值的幅值基于在第一步骤中所计算的所述模糊鉴别器以及在第二步骤中所计算的表示跟踪误差的所述值中的一个，并且该第一非模糊鉴别器值的符号是在第二步骤中所计算的表示所述gnss定位信号的跟踪误差的值的符号。在这个步骤中，用于确定第一非模糊鉴别器值的幅值交替地是模糊鉴别器的幅值和非模糊鉴别器的幅值。基于概率定律或者重复机制在两个鉴别器之间执行选择。大部分时间，选择模糊鉴别器的幅值，第二非模糊鉴别器的幅值用于处理模糊鉴别器的零值。

在用于将数字gnss定位信号看作输入的计算机器中实施该方法，该计算机器例如是dsp、asic、处理器、微处理器或fpga。