一种微电流检测电路的制作方法

本发明属于电子电路
技术领域：
，涉及一种微电流检测电路。
背景技术：
：在高速光电集成电路(OEIC)中，光电二极管接收到光信号产生微弱的电流信号，跨阻放大器将电流信号转换为电压信号。前级微电流检测电路对整个系统的速度和噪声性能有着至关重要的影响。其核心是通过跨阻放大器将光电管产生的微弱电流转化为电压信号。由于光电管产生的电流比较小，要求前级电流检测电路具有足够的增益；而光电管寄生电容大，在高速应用下，要求电路有足够的带宽，因此电流检测电路需要在较高的频带内具有足够小的输入阻抗。尤其在特殊应用中，光强更小，光电管面积更大，寄生电容更大的情况，要使得电路有较大的输出摆幅和转换速度，更需要高增益，低输入阻抗的微电流检测电路。传统的微电流检测电路系统中，由于光电管面积较小，光电管寄生电容小。同时转换后输出的电压信号幅值也较小，因此对电流检测电路的增益和输入阻抗要求小。已有的微电流检测电路无法兼顾高增益与高速的要求，无法适用于光敏面大、光响应度低的应用。技术实现要素：本发明所要解决的，就是针对上述现有微电流检测电路无法同时实现高增益与高带宽的限制，尤其是在光电管寄生电容大情况下带宽不够宽的问题。提出了一种新的宽带高增益微电流检测电路。本发明的技术方案是：一种微电流检测电路，包括光电二极管、前级跨阻放大器、后级电压放大器和偏置电路；所述前级跨阻放大器由第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第六电阻R6、第九电阻RF1、第十电阻RF2、第十一电阻RF3、第一电容CF1、第一NMOS管M1、第二NMOS管M2、第三NMOS管M3、第四NMOS管M4、第五NMOS管M5、第六NMOS管M6和PMOS管MP0构成；第一NMOS管M1的栅极接光电二极管的负极，光电二极管的正极接地，第一NMOS管M1的漏极通过第一电阻R1后接电源，第一NMOS管M1的源极接地；第二NMOS管M2的栅极接第一NMOS管M1的漏极，第二NMOS管M2的漏极接电源，第二NMOS管M2的源极通过第二电阻R2后接地；第三NMOS管M3的漏极通过第三电阻R3后接电源，第三NMOS管M3的栅极接第二NMOS管M2的源极，第三NMOS管M3的源极接地；第四NMOS管M4的漏极接电源，第四NMOS管M4的栅极接第三NMOS管M3的漏极，第四NMOS管M4的源极通过第四电阻R4后接地；PMOS管MP0的源极接电源，其栅极接偏置电路的输出端；第五NMOS管M5的漏极接PMOS管MP0的漏极，第五NMOS管M5的栅极接第四NMOS管M4的源极，第五NMOS管M5的源极接地；第六NMOS管M6的漏极接电源，第六NMOS管M6的栅极接PMOS管MP0的漏极，第六NMOS管M6的源极通过第六电阻R6后接地；第五NMOS管M5的栅极通过第九电阻RF1后接第六NMOS管M6源极与第六电阻R6的连接点；第一NMOS管M1的栅极依次通过第十电阻RF2和第十一电阻RF3后接第六NMOS管M6源极与第六电阻R6的连接点；第一电容CF1与第十一电阻RF3并联；第九电阻RF1、第六NMOS管M6源极、第六电阻R6、第一电容CF1和第十一电阻RF3的连接点为前级跨阻放大器的输出端；所述后级电压放大器由第七电阻R7、第八电阻R8、第三电容CBP、第二电容CF2和运算放大器构成；运算放大器的正输入端接前级跨阻放大器的输出端，运算放大器负输入端依次通过第七电阻R7和第三电容CBP后接地，运算放大器的输出端为后级电压放大器的输出端；第八电阻R8的一端接运算放大器负输入端与第七电阻R7的连接点，第八电阻R8的另一端接运算放大器的电源端；第二电容CF2和第八电阻R8并联。本发明的有益效果为，本发明的宽带微电流检测电路分为前后两级，前级为低输入阻抗的跨阻放大器，在足够宽的带宽下实现电路的主要跨阻增益；后级为电压增益级，为电路提供一定的增益和增加电路驱动能力，可以实现几十兆赫兹以上的带宽和超过106量级的跨阻增益。附图说明图1为本发明所提出的微电流检测电流框架；图2为本发明所提出的跨阻放大器电路结构示意图；图3为本发明所提后级电压放大器电路结构示意图。具体实施方式下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：对于跨阻放大器，如图2所示，考虑到输出信号始终在静态工作点以上，为了增大输出信号摆幅，将静态工作点尽可能设置得低。为了增加电路的匹配性，跨阻放大器内部由三个参数完全相同的共源共漏级联而成，反馈使得三个共源共漏静态点保持相同，即M1的漏极、栅极、源极电压分别与M3和M5的漏极、栅极、源极电压相等，M1、M3、M5的漏电流相同；M2的漏极、栅极、源极电压分别于M4和M6的漏极、栅极、源极电压相等，M2、M4、M6的漏电流相同。因此，本发明此处仅以分析M1和M2构成的共源共漏级的方式，阐述电路静态工作点。由Vgs1＝Vgs3，有M1管电流为M2管为将和代入上述两式中，可得到Id1=1R1(VDD-2Id1β1-Vth-2Id2β2-Vth)Id2=1R2(2Id1β1+Vth)]]>由这两个表达式可以看出，通过设置R1和R2的阻值及晶体管参数可以保证静态工作点稳定，M1管和M2管工作在饱和区。本发明处通过电阻R1～R6设定各个晶体管的静态工作点，同样也可以采用电路领域通用的电流源或者电流镜作为偏置电流，确定整体电路工作点。由于电路跨阻增益特别大，增益和带宽存在互相制约的关系，使得无法通过在输入输出端跨接一个大电阻直接实现大的跨阻增益，因此本发明设计的电路分为两级，第一级为跨阻放大器，第二级为电压放大器。如图2所示前级跨阻放大器跨阻增益为:AR1＝RF2+RF3图3所示后级电压增益为:AR2＝1+R8/R7总跨阻增益为：AR＝AR1·AR2＝(RF2+RF3)·(1+R8/R7)带宽与稳定性分析电流检测电路的输入级接光电管，通常光电管存在寄生电容，导致光电转换电路无法同时实现高增益和高带宽。这一问题在大光敏面光电管应用的情况下更为严重。对于高增益要求的应用而言，第一级跨阻放大器输入和输出间跨接的电阻需要采用非常大的阻值，因此光电管所连接的节点IIN，即M1的栅极为第一级电路反馈环路的主极点，其频率由光电管寄生电容C_pd和跨阻放大器输入输出端跨接的阻抗决定。则跨阻放大器环路增益为:LG＝gm1gm3(R1//rM1)(R3//rM3)gm4RF1其中gmx和rMx分别为标号为MX的晶体管的小信号跨导和输出电阻。主极点为：ωp1=12π(RF2+RF3)·Cpd]]>假设跨阻放大器反馈环路中仅存在输入处一个极点，则根据反馈原理可知，反馈环路的单位增益和跨阻放大器的闭环-3db带宽取决于光电管寄生电容C_pd和输入节点IIN等效输入阻抗Z_IIN决定。所以输入阻抗为：ZIIN=RF2+RF31+LG]]>闭环带宽为：ω-3dB=12π·ZIIN·Cpd]]>通过上述分析可知，跨阻放大器的增益与跨接在输入和输出间的电阻RF＝RF2+RF3的阻值相关，而放大器的带宽在光电管寄生电容确定的情况下，与反馈环路增益成正比，与反馈电阻RF成反比。因此，第一级跨阻放大器的增益和带宽间存在制约关系。而这一制约关系可以通过增加放大器反馈环路增益进行克服。但高增益的要求通常会带来额外低频极点的影响，从而对反馈环路的稳定性，尤其是高频下的稳定性提出了挑战。本发明中各级输出处均存在极点。共漏级由于输出阻抗较小，其对应的极点频率较高，对反馈环路的影响可以忽略。而每一级共源级出于增益要求的考虑，均会引入对环路产生影响的极点，从而限制放大器实现更宽的带宽。本发明在M5的栅极和M6的源极之间通过电阻RF1，构建额外反馈环路，从而进一步推高反馈环路中放大器的极点位置，拓宽跨阻放大器整体反馈环路带宽。同时，由于引入内部反馈电阻RF1，输出节点OUT0处的阻抗被进一步减小。这将使得OUT0的极点被推向更高频率位置，同时也增大跨阻放大器的驱动能力，降低后级级联后对前级跨阻放大器带来的影响。传统的跨阻放大器中，补偿电容跨接在输入输出间，虽然能提高环路稳定性，扩展环路带宽，但是无法减少输出信号的上升时间，因为输出信号上升瞬间含有大量高频信号，在此高频成分下电路等效跨阻将减少，即跨阻增益也减少。本发明所提到的跨阻放大器中，跨阻分为RF2和RF3两部分，补偿电容CF1与RF3并联。总跨阻增益为：AR1=RF2+RF31+sRF3CF1]]>通过调节RF2、RF3和CF1的值，可以使微电流信号输入端IIN到跨阻放大器输出端OUT0存在一个高速通道，同时在信号上升沿高频成分下，保证跨阻增益AR1足够大，因此能加快输出信号上升速度。当前第1页1 2 3