一种具有温度稳定性的电流传感器及其测量方法与流程

本发明属于电流传感器技术领域，尤其涉及一种具有温度稳定性的电流传感器及其测量方法。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，高压电源系统成为研究的热点。高压电源系统中整流和逆变环节需要对直流信号和高频信号进行检测；在电压变换过程中需要对大电流和微小电流精确检测。在高压电源系统中大电流工作时功率开关产热多会使周围环境温度升高，甚至有些高压电源设备长期工作在温度较高的环境中，但是高温会影响电流检测的精确度进而影响传感器的性能，这会引起较大的测量误差，严重时将影响系统的安全保护。因此需要一种具有高精确度、宽范围、高分辨率、温漂小、结构简单等特点的传感器，从而保证其长期工作稳定且适应宽范围的电流检测。

目前常用的电流传感器中磁通门电流传感器具有高分辨率、高灵敏度、高精确度等特点，因此具有更好的研发和应用优势。但现有的磁通门传感器有如下三个问题：其一，目前存在的磁通门电流传感器多用于低频小电流的测量，对高频检测有一定的局限性。其二，现有的传感器大部分应用在常温下，对长期工作的大电流测量或在温度较高的环境中测量时，由于温度偏移问题引起较大的测量误差，降低了传感器的精确度。其三，现有大部分传感器采用分离式激励电路，需要感应线圈和反馈回路来保证系统的稳定性，因此传感器的体积和功耗较大，不利于小型化结构。针对上述三个问题，亟待需要一种测量方法，对测量大电流和小电流都有很好的精确度，并且能减少温度漂移带来的误差，提高传感器的温度稳定性和精确度，并且在一定程度上能够测量高频电流，拓宽传感器的测量频带。

论文“Wide-range ac/dc Earth Leakage Current Sensor using Fluxgate with Self-excitation System”(IEEE Sensors,2011,512-515.)采用自激电路对磁芯进行励磁，使得传感器的灵敏度比分离式激励电路高出近十倍，励磁电路简单，利于实现小型化和低功耗，能够检测电流幅值范围为10mA到10A。该传感器只能测量直流或低频交流，对于几十安培甚至上百安培的大电流及高频电流的检测不适用。

专利号为ZL200910066926.X的中国专利公开了一种双向磁饱和时间差磁通门传感器，通过测量传感器输出的正负脉冲时间差值判定被测磁场的大小，检测电路简单，有效减小传感器整体体积和功耗，利于实现数字化测量，其不足之处在于该传感器利用时间差原理只是从峰值时间差上推出被测电流，当温度过高时，温度会影响磁芯的BH曲线矫顽力的偏移，从而带来测量误差，因此并没能减少温度漂移带来的误差，且不适用于高频电流的测量。

论文“Self-oscillating fluxgate-based quasi-digital sensor for DC high-current measurement”(IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement,2015,64(12):3555-3563.)中通过测量自激磁通门激励电压的占空比得到被测电流的方法，拓宽了传感器的测量范围。但温度漂移引起较大误差问题没有解决。

论文“Design of a Low-Consumption Fluxgate Transducer for High-Current Measurement Applications”(IEEE Sensors Journal,2011,11(2):280-287.)设计了一种利用积分反馈控制的零磁通电流传感器，增加第三个磁芯利用互感器原理拓宽了传感器测量的频带。但这种传感器的磁芯数量和电路元件数量较多，不利于小型化发展，论文中也没有解决温度漂移引起较大误差的问题。

论文“High-Bandwidth High-Temperature(250℃/500F)Isolated DC and AC Current Measurement:Bidirectionally Saturated Current Transformer”(IEEE Transaction on Power Electronics,2013,28(11):5404-5413.)提出一种新的双向饱和磁通门方法，能够减少温度偏移引起的误差，非常适合温度偏高的环境中电流的检测。但此方法要求被测磁场必须大于磁芯的饱和磁场强度，对被测磁场小于磁芯最小饱和磁场时的情况，检测电路并不适合，因此对于小电流测量有一定的局限性，此外，外电路中使用单限电压比较器，抗干扰能力差，在周围复杂情况下测量会存在较大的干扰误差，测量结果不准确。

为了解决现有传感器的缺点，常采用的方法：(1)增加外环磁芯利用互感器原理测量高频电流，拓宽传感器的频带，但增加磁芯数量会增大传感器体积；(2)在温度较高环境中测量时，通常采用矫顽力较小的磁芯，这样可以减少温度引起矫顽力偏移带来的误差，但对高温中小电流的测量仍有较大的误差，因此需要一种方法能够在测量原理上解决温度漂移引起的误差问题；(3)在保证测量精确度的前提下拓宽传感器的测量范围，将大电流测量和小电流测量原理相配合，应尽量避免过于复杂的电路结合，优化检测电路的设计，利于数据处理和小型化结构。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是：提供一种具有温度稳定性的电流传感器及其测量方法。该电流传感器适用于高压电源系统电流的检测，在测量大电流和小电流方面均表现出良好的温度稳定性，尤其适用于高温环境中的测量，同时抗干扰能力强，结构简单，体积和功耗较小，有利于电流传感器的小型化发展。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案是：

一种具有温度稳定性的电流传感器，其特征在于该电流传感器包括传感器检测探头、激磁电路模块和检测电路模块；所述传感器检测探头包括环形磁芯，在环形磁芯上缠绕激磁绕组和次级绕组；

所述激磁电路模块包括电压跟随器、双限电压比较器、MOSFET驱动芯片和半桥励磁电路，半桥励磁电路包括上下两个MOSFET器件、两个电容器和直流电源，具体连接关系是：MOSFET驱动芯片的高低输入端与双限电压比较器的输出端连接，MOSFET驱动芯片的高低输出端与半桥励磁电路中的上下两个MOSFET器件的驱动端相连；双限电压比较器的输入端与电压跟随器的输出端连接；半桥励磁电路中两个电容器的中端与激磁绕组的一端连接；

所述检测电路模块包括直流和低频电流采样电阻、高频电流采样电阻、高通滤波器、低通滤波器、预估采样电阻、工作模式选择单元和显示器，所述预估采样电阻直接与被测电流并联，估测被测电流的大概值，预估采样电阻与工作模式选择单元连接；直流和低频电流采样电阻的一端与激磁绕组的另一端、电压跟随器的输入端、低通滤波器的输入端连接，直流和低频电流采样电阻的另一端与半桥励磁电路中上下两个MOSFET器件的中端、参考接地端连接；低通滤波器的输出端与工作模式选择单元中的DSP输入端相连；高频电流采样电阻一端与高通滤波器的输入端和次级绕组的一端相连，高频电流采样电阻的另一端和次级绕组的另一端都与参考接地端连接；高通滤波器的输出端与工作模式选择单元中的DSP输入端相连；工作模式选择单元中的DSP输出端与显示器的输入相连。

一种上述的具有温度稳定性的电流传感器的测量方法，其特征在于该测量方法的具体测量过程是：被测电流穿过环形磁芯的中心，当被测电流为直流或低频电流时，激磁电路模块开始工作，激励磁芯处于交替饱和状态，检测电路模块中需要根据大电流和小电流的值从不同时间进行采样，被测电流大于分界电流时，采样时间没有初始限制，所述分界电流为其中，N_P为1，l为磁芯的平均磁路长度，H_sat为磁芯最小饱和磁场；当电流小于分界电流时，半个周期之后进行采样取值；

预估采样电阻判定被测电流的值输入到工作模式选择单元中，选择初始采样时间，采集到直流和低频电流采样电阻的信号，并进行信号处理，最终送入显示器，显示被测电流；当被测电流为高频电流时，次级绕组开始工作，高频电流采样电阻将次级绕组感应到的被测电流的信号输入到工作模式选择单元中，在工作模式选择单元中处理后送入显示器中，显示被测电流。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明的突出的实质性特点是：本发明的传感器检测探头在同一环形磁芯上增加次级绕组测量高频，能够拓宽传感器的频带，减少磁芯数量，利于小型化；激磁电路模块采用电压跟随器—双限电压比较器—MOSFET驱动芯片—半桥电路对磁芯负载励磁，提高了传感器在复杂环境中测量时的抗干扰能力，能够在复杂环境中测量电流，且输出功率大，能够驱动环形磁芯稳定工作；检测电路模块针对之前的双向饱和原理适用于测量安培单位级别的大电流，例如1A到100A(具体范围与磁芯尺寸、线圈匝数和激磁电压有关)，对于毫安级别的电流，例如10mA到200mA(具体范围与磁芯尺寸、线圈匝数和激磁电压有关)，现有检测电路不能测量或误差太大的问题进行改进，本发明设置直流和低频电流采样电阻和高频电流采样电阻，根据被测电流的大小选取不同的初始采样点。原理图1(a)测量直流或低频大电流时对应的激励电流变化为图2所示，开始测量时，激励磁场与被测磁场方向可能不同，也可能相同，这两种情况下激励电流的变化对应图2(a)、(b)。图2中激励电流变化没有磁芯初始磁化段，直接是磁芯饱和段变化，这也正好对应大电流必须使得磁芯饱和的条件，因此采样时间从开始测量就开始取样。测量直流或低频对应毫安级别的小电流，被测磁场对应图1(b)、(c)这两种情况，同大电流一样，激励磁场与被测磁场方向可能不同，也可能相同，这两种情况下激励电流的变化对应图3(a)、(b)和图4(a)、(b)，当开始测量电流时，环形磁芯并没有达到饱和状态，因此环形磁芯需要初始磁化从非饱和阶段到饱和阶段，不同的情况对应的激励电流变化不同，且与后面激励电流变化的周期也不同，电流采样时必须避开这段时间(t₀-t₁)，从t₁之后开始采样。

本发明的显著进步是：(1)应用双向饱和原理测量大电流，同时又完善了双向饱和原理对小电流测量的理论和实验分析，因此传感器测量大电流和小电流都有很好的温度稳定性，且适用于高温环境中的测量；(2)检测电路模块根据被测电流幅值的不同选择不同的采样初始点，检测大电流时采样时间从初始时刻进行采样，检测小电流时采样初始时间滞后半个周期后进行采样，根据预估采样电阻值选择不同的工作模式，其优势是采用同一测量原理对大电流和小电流进行测量，避免了两种不同原理组合引入过多的励磁电路元件和检测电路元件，检测相关量少，因此数据处理简单，传感器体积小，有利于小型化；(3)激励电路模块用双限电压比较器和半桥电路对磁芯励磁，在复杂环境中抗干扰能力强；(4)利用互感器原理测量高频电流拓宽了传感器频带；其直流、低频、高频测量仅用一个磁芯，外电路简单，元器件数量少，因此传感器体积和功耗较小，利于小型化。

本发明应用的原理是：采用双向饱和原理测量直流和低频电流，采用互感器原理测量高频交流。双向饱和磁通门原理的前提条件是被测电流产生的磁场强度必须大于磁芯的饱和磁场强度，当被测磁场小于磁芯的饱和磁场强度时，双向饱和原理不能使用，因此需要一种与之配合来检测微小电流的原理。而现有的磁通门传感器中测量小电流的方法有偶次谐波法、零磁通原理、时间差原理和电压占空比原理，但前三种方法中激励电路都是采用的分离式结构，而双向饱和原理中激励电路采用自激式结构，上述三种方法与双向饱和原理配合起来激励电路过于复杂，因此功耗较大不利于小型化。时间差原理和电压占空比原理需要测量的是时间量，双向饱和原理测量的是电流量，这两种方法与双向饱和原理检测的量不同，数据处理繁琐，检测电路过于复杂。

上述是现有磁通门中常用来测量小电流的方法，但在周围环境较高时，从原理方面都不能解决温度漂移引起较大误差的问题，因此不适合与双向饱和原理配合使用测量小电流和大电流。因此本发明检测电路模块采用不同的初始采样时间分别测量大电流和小电流，解决了上述测量小电流的缺点，采用同一原理对不同幅值电流进行测量，避免了两种不同原理结合电路过于复杂的问题，同时双向饱和原理有很好的温度稳定性，适合在周围温度较高的环境中测量，提高了传感器的精确度及温度稳定性，减少传感器外电路元件，利于小型化。

附图说明

图1(a)是被测磁场H_P大于磁芯最小饱和磁场H_sat时的原理图。

图1(b)是被测磁场H_P介于磁芯矫顽力磁场H_C和最小饱和磁场H_sat之间时的原理图。

图1(c)是被测磁场H_P小于磁芯矫顽力磁场H_C时的原理图。

图2(a)H_P>H_sat时被测磁场H_P与激励磁场H_e初始t₀时刻方向相反时激励电流变化图。

图2(b)H_P>H_sat时被测磁场H_P与激励磁场H_e初始t₀时刻方向相同时激励电流变化图。

图3(a)H_C<H_P<H_sat时被测磁场H_P与激励磁场H_e初始t₀时刻方向相反时激励电流变化图。

图3(b)H_C<H_P<H_sat时被测磁场H_P与激励磁场H_e初始t₀时刻方向相同时激励电流变化图。

图4(a)H_P<H_C时被测磁场H_P与激励磁场H_e初始t₀时刻方向相反时激励电流变化图。

图4(b)H_P<H_C时被测磁场H_P与激励磁场H_e初始t₀时刻方向相同时激励电流变化图。

图5是本发明的电流传感器拓扑结构图。

图6是半桥励磁电路结构图。

图7是本发明被测磁场处于三种情况下相关电压波形示意图。

图8是本发明被测磁场处于三种情况下实验电压相关波形示意图。

图9是本发明测量直流小电流的输入输出特性曲线和相对误差曲线图。

图10是本发明测量直流大电流的输入输出特性曲线。

图11是本发明在不同外界温度下测量直流大电流的相对误差曲线图。

图12是本发明电流传感器的频率响应。

图中，1环形磁芯(磁芯)，2被测电流，3激磁绕组，4次级绕组，5传感器检测探头，6直流和低频电流采样电阻，7高频电流采样电阻，8电压跟随器，9双限电压比较器，10MOSFET驱动芯片，11半桥励磁电路，12激磁电路模块、13高通滤波器、14低通滤波器、15预估采样电阻、16工作模式选择单元、17显示器、18检测电路模块、19直流电源，20MOSFET器件，21MOSFET器件，22电容器，23电容器。

具体实施方式

下面结合实施例及附图进一步解释本发明，但并不以此作为对本申请权利要求保护范围的限定。

本发明具有温度稳定性的电流传感器(简称电流传感器，参见图5和图6)包括传感器检测探头5、激磁电路模块12和检测电路模块18；所述传感器检测探头5包括环形磁芯1，在环形磁芯1上缠绕激磁绕组3和次级绕组4，

所述激磁电路模块12包括电压跟随器8、双限电压比较器9、MOSFET驱动芯片10和半桥励磁电路11，半桥励磁电路11(参见图6)包括上下两个MOSFET器件(20、21)、两个电容器(22、23)和直流电源19，具体连接关系是：MOSFET驱动芯片10的高低输入端与双限电压比较器9的输出端连接，MOSFET驱动芯片10的高低输出端与半桥励磁电路11中的上下两个MOSFET器件的驱动端相连；双限电压比较器9的输入端与电压跟随器8的输出端连接；半桥励磁电路11中两个电容器(22、23)的中端与激磁绕组3的一端连接；

所述检测电路模块18包括直流和低频电流采样电阻6、高频电流采样电阻7、高通滤波器13、低通滤波器14、预估采样电阻15、工作模式选择单元16和显示器17，所述预估采样电阻15直接与被测电流2并联，估测被测电流的大概值，预估采样电阻15与工作模式选择单元16连接，工作模式选择16读取预估采样电阻的数据信息，进行数据处理；直流和低频电流采样电阻6的一端与激磁绕组3的另一端、电压跟随器8的输入端、低通滤波器14的输入端连接，直流和低频电流采样电阻6的另一端与半桥励磁电路11中上下两个MOSFET器件(20和21)的中端、参考接地端连接；低通滤波器14的输出端与工作模式选择单元16中的DSP输入端相连；高频电流采样电阻7一端与高通滤波器13的输入端和次级绕组4的一端相连，高频电流采样电阻7的另一端和次级绕组4的另一端都与参考接地端连接；高通滤波器13的输出端与工作模式选择单元16中的DSP输入端相连；工作模式选择单元16中的DSP输出端与显示器17的输入相连，测量结果在显示器17中显示。

本发明具有温度稳定性的电流传感器的测量方法是：被测电流2穿过环形磁芯1的中心，当被测电流2为直流或低频电流时，激磁电路模块12开始工作，激励磁芯处于交替饱和状态，检测电路模块中需要根据大电流和小电流的值从不同时间进行采样，被测电流大于分界电流时，采样时间没有初始限制，所述分界电流为其中，为了方便被测电流穿过环形磁芯，通常取N_P为1，l为磁芯的平均磁路长度，磁芯材料和尺寸选定后，l与H_sat为定值；当电流小于分界电流时，采样时间必须从磁芯初始磁化到饱和t₁之后进行采样，但磁芯初始磁化时刻t₀，被测磁场H_P与激励电流产生的磁场H_e方向相反与相同时，对应的t₀到t₁时间间隔不同，因此选半个周期之后进行采样取值；

预估采样电阻15判定被测电流2的值输入到工作模式选择单元16中，选择初始采样时间，采集到直流和低频电流采样电阻6的信号，并进行信号处理，最终送入显示器17，显示被测电流；当被测电流2为高频电流时，次级绕组4开始工作，高频电流采样电阻7将次级绕组4感应到的被测电流2的信号输入到工作模式选择单元16中，在工作模式选择单元16中处理后送入显示器17中，显示被测电流。

本发明中半桥励磁电路11为现有技术，如图6所示，直流电源19的正极与电容器22、MOSFET器件20的源极连接，直流电源19的负极与电容器23、MOSFET器件21的漏极连接；两个MOSFET器件(20和21)的中端与直流和低频电流采样电阻6的一端连接；两个电容器(22和23)的中端与激磁绕组3的一端连接。

本发明具有温度稳定性的电流传感器的工作原理是：

在这里说明一下图1-4中出现的时刻的含义是：t₀为磁芯初始磁化时刻，t₁为磁芯第一次由饱和状态到退饱和状态的临界时刻，t₂为磁芯处于矫顽力磁场-H_C时刻，t₃为磁芯第一次由退饱和状态到饱和状态的临界时刻，t₄为磁芯达到正向阈值电流时刻，t₅为磁芯第二次由饱和状态到退饱和状态的临界时刻，t₆为磁芯处于矫顽力磁场H_C时刻，t₇为磁芯第二次由退饱和状态到饱和状态的临界时刻，t₈为磁芯达到负向阈值电流时刻，t₉为磁芯状态与t₀重合时刻。

被测磁场H_P与磁芯最小饱和磁场H_sat及磁芯矫顽力H_C之间有三种关系：第一种情况，H_P>H_sat即双向饱和磁通门条件，大电流；第二种情况，H_C<H_P<H_sat时的小电流测量；第三种情况，H_P<H_C时的小电流测量；其中第二种情况和第三种情况是在第一种情况双向饱和原理基础上对小电流测量的情况推导。三种情况被测磁场与磁芯的BH曲线之间的关系如图1中(a)、(b)、(c)所示，当被测磁场大于磁芯矫顽力时，小电流测量的第二种情况与第一种情况的双向饱和原理是相同的，如图1(a)、(b)所示，其中ΔH₁、ΔH₂分别代表H_P与-H_C及H_C的差值，由双向饱和原理推出的被测电流为：

激磁电流产生的磁场H_e和被测电流产生的被测磁场H_P共同作用在磁芯上，激磁电流i_e1、i_e2分别对应磁芯的矫顽力磁场-H_C和H_C。i_p是被测电流，N_e是激磁绕组上励磁线圈匝数，N_p是被测绕组匝数，通常为1，因此只需检测矫顽力处的电流值就能得出被测电流值。

当第三种情况，即被测磁场小于磁芯矫顽力时，如图1(c)所示，被测磁场为：

由安培环路得：

由图4(a)、(b)可得此时磁芯处于矫顽力磁场t₂、t₆时刻对应的激磁电流i_e1、i_e2的方向正好相反，上述式中的ΔH₁、ΔH₂只有正值没有方向，因此考虑到i_e1、i_e2的方向正好相反，检测电路模块将直流和低频电流采样电阻6上的模拟量转化为数字量时有正负之分，可将式(3)改为考虑电流方向相反的实际情况，这样有利于检测电路模块处理的统一性，简化测量程序，因此被测电流为：

上式(4)与式(1)相同，因此只需测量激磁电流在矫顽力处的电流值就可以得到被测电流，从理论上完善了双向饱和磁通门原理的测量方案。双向饱和原理利用被测磁场与矫顽力磁场的差值ΔH推出被测电流，消除矫顽力磁场，且N_p与N_e都是与温度无关的量，因此在一定程度上消除温度漂移带来的误差，提高传感器的温度稳定性。

当被测电流为高频交流时利用互感器效应，可以测量中频和高频交流电流，拓宽了传感器的频带。

图1(a)对应的电流变化如图2所示，当被测电流2为直流时，磁芯中总磁场为激磁绕组4产生的激励电流与被测电流2的和磁场，当H_P>H_sat时，假设被测磁场H_P与激励磁场H_e在初始磁化时刻t₀时方向相反，如图2(a)所示，磁芯初始磁化时刻t₀立即达到饱和状态，激励电流反向增大使得磁芯内的总磁场减少到磁芯第一次由饱和状态到退饱和状态的临界时刻t₁，激励电流缓慢增大经过磁芯处于矫顽力磁场-H_C时刻t₂激励电流继续增大到磁芯第一次由退饱和状态到饱和状态的临界时刻t₃，这时激励电流迅速增大到磁芯达到正向阈值电流时刻t₄，直流和低频电流采样电阻6上的电压迅速上升到双限电压比较器9的阈值电压，双限电压比较器9的输出电压跃变，导致MOSFET驱动芯片10的控制状态改变，半桥励磁电路11的上下桥臂开关管工作状态互换，激磁绕组3和直流和低频电流采样电阻6两端的电压翻转，激磁绕组3上的电流减少到磁芯第二次由饱和状态到退饱和状态的临界时刻t₅，激励电流开始缓慢下降经过磁芯处于矫顽力磁场H_C时刻t₆激励电流继续下降到磁芯第二次由退饱和状态到饱和状态的临界时刻t₇，电流迅速减少到零时，激励电流反向迅速增加至磁芯达到负向阈值电流时刻t₈，直流和低频电流采样电阻6上的电压迅速达到双限电压比较器9的反向阈值，双限电压比较器9的输出电压跃变又导致半桥电路11的开关管工作状态互换，激磁绕组3和直流和低频电流采样电阻6两端的电压翻转，激励电流减少到t₉时刻磁芯状态与t₀重合。电流迅速减少又使得磁芯由饱和状态到退饱和状态，这就是典型的磁通门原理，磁芯交替处于饱和与退饱和状态。同理当H_C<H_P<H_sat和H_P<H_C时工作状态类似上述过程，不同的是初始阶段t₀磁芯由不饱和状态到饱和状态t₁以后磁芯才能周期性交替饱和工作。当被测电流2为高频小信号时，在环形磁芯1中产生变化的磁场，由互感器原理被测电流2的高频信号反映在高频电流采样电阻7上。

本发明中工作模式选择单元16对信号进行信号处理的过程是：

图1(a)测量大电流时对应的激励电流的变化如图2所示，初始磁化时刻t₀被测磁场H_P与激励磁场H_e方向相反对应的激励电流变化如图2(a),被测磁场H_P与激励磁场H_e方向相同对应的激励电流变化如图2(b)。测量大电流时激励电流是周期性变化的，可以直接采样t₂和t₆时对应的电流。

图1(b)、(c)测量小电流时对应的激励电流的变化如图3、4所示，图1(b)原理中初始t₀时刻被测磁场H_P与激励磁场H_e方向相反与相同时分别对应的激励电流变化如图3(a)、(b)所示，图1(c)原理中初始磁化时刻t₀被测磁场H_P与激励磁场H_e方向相反与相同时分别对应的激励电流变化如图4(a)、(b)所示。图3和图4中t₀到t₁时间段是磁芯初始磁化阶段，在此之后激励电流的变化才同大电流测量一样呈周期性变化，因此测量过程在t₁时刻以后取样可以消除初始变化带来的误差。

本发明所述的大电流指被测电流为直流或低频电流时，产生的磁场大于磁芯的最小饱和磁场，具体的范围与磁芯的尺寸、线圈的匝数及激励电压大小有关，本实施例中大电流是大于1.2A的电流。小电流是指被测电流为直流或低频电流时，产生的磁场小于磁芯的最小饱和磁场，本实施例中是指小于1.2A的电流。高压电源系统的负载稳定工作电流处于30mA～200mA左右，其精确检测对高压电源安全稳定至关重要。

图7实施例为被测电流2产生的磁场分别为第一种情况测量小电流产生的磁场H_P<H_C时，取i_p＝0.1A时，直流和低频电流采样电阻6的电压仿真图；第二种情况测量小电流产生的磁场H_C<H_P<H_sat时，取i_p＝1A时，直流和低频电流采样电阻6的电压仿真图；第三种情况测量大电流产生的磁场H_P>H_sat时，取i_p＝80A时，直流和低频电流采样电阻6的电压仿真图，从图中看到仿真结果与理论分析波形一致，因此验证了本发明的电流传感器的激励电路模块和检测电路模块能很好的配合测量大电流和小电流。

图8实施例分别对应图7仿真图的三种情况的实验图，从波形图上可以看出，实验波形和仿真波形有很好的一致性，因此从实验上验证了本发明的电流传感器的激励电路模块和检测电路模块能很好的配合测量大电流和小电流。

图9所示的实施例表明，本发明的电流传感器测量小电流时，输入输出特性曲线有很好的线性度，同时测量的相对误差小于0.5％，因此提高了传感器的分辨率和测量小电流的范围。

图10所示的实施例表明，本发明的电流传感器测量大电流时，输入输出有很好的线性度。因此提高了传感器的精确度和测量大电流的范围。

图11所示的实施例中用在高温环境中测量电流来等效实际使用中大电流产生大量的热导致周围温度升高的情况，在温度为25℃和120℃下测量的相对误差均小于0.5％，从测量结果看，本发明的电流传感器在高温下测量的相对误差与常温下的变化很小，表明本发明的电流传感器可以用在温度较高的环境中测量电流，避免了温度漂移引起较大误差的问题，因此本发明的电流传感器具有很好的温度稳定性。

图12所示的实施例表明，本发明的电流传感器在单磁芯基础上利用电流互感器原理在次级绕组上测量高频交流电流，图中增益为-3dB对应的被测电流频率为60KHz，所设计的电流传感器具有60KHz的小信号带宽，因此拓宽了传感器的测量频带。

本发明未述及之处适用于现有技术。