包括数字化器和线性时间周期滤波器的测试和测量仪器的制作方法

本发明涉及测试和测量仪器并且更特别地涉及包括一个或多个异步时间交织数字化器的测试和测量仪器，其使用谐波混合用于减小噪声。

背景技术：

诸如数字示波器之类的测试和测量仪器的可用带宽可以由被用来对输入信号进行数字化的模拟到数字转换器（ADC）限制。ADC的可用带宽可以被限制到ADC的最大抽样率的一半或模拟带宽中的较小者。已经开发了各种技术来利用现有的ADC对较高的带宽信号进行数字化。

例如，同步时间交织可以被用来实现有效的较高的抽样率。多个ADC可以在单个抽样周期内的时间上对输入信号偏置进行抽样。经数字化的输出可以被组合到一起用于有效地倍增的抽样率。然而，如果ADC的模拟带宽变成限制因素，则需要诸如多路交织跟踪和保持放大器之类的高带宽前端来实现较高的带宽。

常规的基于跟踪和保持放大器的时间交织系统使以与ADC通道带宽类似的或比ADC通道带宽更缓慢的抽样率对跟踪和保持放大器计时，以便ADC将具有充分的时间稳定到保持值。ADC被与跟踪和保持放大器同步地计时以用数字计算方法（digitally）捕捉每个保持值。对跟踪和保持放大器的这样的限制又限制ADC抽样率。而且，为了满足奈奎斯特抽样定理，ADC抽样率被降低到低于ADC通道的带宽的两倍。作为结果，需要许多时间交织ADC通道来实现期望的性能。

随着ADC通道的数量增加，系统的总成本和复杂性也增加。例如，前端芯片现在必须驱动更多的ADC通道，包括附加的ADC电路、计时电路等，以使总的净抽样率合乎适当的值。芯片的大小和复杂性还导致较长的通信路径，并且因此导致寄生电容、电磁噪声、设计困难等等的增加。

在另一技术中，输入信号的子带可以被下转换到可以穿过较低的抽样率ADC的频率范围。换言之，宽输入带宽可以被分离成多个较低带宽ADC通道。在数字化之后，子带可以被用数字计算方法上转换到相应的原始频率范围并且被组合成输入信号的表示。该技术的一个显著缺点是在对任意输入信号（其频率内容可以被路由到仅一个ADC通道）数字化时的固有噪声损失（penalty）。被重组的输出将包含来自仅一个ADC的信号能量，但包含来自所有ADC的噪声能量，从而使信噪比（SNR）降级。

因此，保持需要如下的改进的设备和方法：用于在异步时间交织架构中对通过所有ADC通道的任何频率输入信号数字化，从而避免噪声损失。

2014年6月3日发布的标题为TEST AND MEASUREMENT INSTRUMENT INCLUDING ASYNCHRONOUS TIME-INTERLEAVED DIGITIZER USING HARMONIC MIXING的美国专利号8,742,749（其被通过引用以其整体并入本文中）讨论关于用来在信号已经被分离和处理之后重构所述信号的重构算法的异步时间交织系统。

技术实现要素：

公开的技术的实施例涉及测试和测量仪器，其包括：分离器，其被配置成将具有特定带宽的输入信号分离成多个分离信号，每个分离信号大体上包括输入信号的整个带宽；多个谐波混合器，每个谐波混合器被配置成将多个分离信号中的相关联的分离信号与相关联的谐波信号混合以生成相关联的混合信号；多个数字化器，每个数字化器被配置成对多个谐波混合器中的相关联的谐波混合器的混合信号进行数字化；以及线性时间周期滤波器，其被配置成从数字化器中的每个接收经数字化的混合信号并且输出时间交织信号。与谐波混合器相关联的至少一个谐波信号的一次谐波与数字化器中的至少一个的有效抽样率不同。

公开的技术的实施例还涉及一种方法，其包括：将具有特定带宽的输入信号分离成多个分离信号，每个分离信号大体上包括输入信号的整个带宽；将每个分离信号与相关联的谐波信号混合以生成相关联的混合信号；对每个混合信号进行数字化；在线性时间周期滤波器处从数字化器中的每个接收经数字化的混合信号；以及从线性时间周期滤波器输出时间交织信号。与谐波混合器相关联的至少一个谐波信号的一次谐波与数字化器中的至少一个的抽样率不同。

附图说明

图1是针对使用谐波混合的测试和测量仪器的ADC系统的框图。

图2是根据公开的技术的某些实施例的针对使用谐波混合的测试和测量仪器的ADC系统的框图。

具体实施方式

图1是针对使用谐波混合的测试和测量仪器的 ADC系统的框图。在该实施例中，仪器包括分离器10，其被配置成将具有特定频谱的输入信号12分离成多个分离信号14和16，每个分离信号大体上包括输入信号12的整个谱。分离器10可以是可以将输入信号12分离成多个信号的任何种类的电路。例如，分离器10可以是电阻分压器。因此，输入信号12的大体上所有频率分量可以存在于每个分离信号14和16中。然而，取决于路径的数量、使用的谐波信号等，针对分离器10的各种分离信号的频率响应可以不同。

分离信号14和16分别是谐波混合器18和24的输入。谐波混合器18被配置成将分离信号14与谐波信号20混合以生成混合信号22。类似地，谐波混合器24被配置成将分离信号16与谐波信号26混合以生成混合信号28。

如本文中使用的那样，谐波混合器是被配置成将信号与多个谐波混合的设备。尽管已经与谐波混合有关描述了相乘（multiplication）和/或混合，但是具有使信号与多个谐波相乘的效果的设备可以被用作谐波混合器。

数字化器30被配置成对混合信号22进行数字化。类似地，数字化器32被配置成对混合信号28进行数字化。数字化器30和32可以是任何种类的数字化器。尽管未被图示，但是每个数字化器30和32可以按需具有前置放大器、滤波器、衰减器和其他模拟电路。因此，被输入到数字化器30的混合信号22例如可以在数字化之前被放大、衰减或否则滤波。

数字化器30和32被配置成以有效的抽样率操作。有效的抽样率是允许数字化器30和32对信号22和28进行充分地数字化的速率，并且可以被选择例如以优化在信号22和28内的感兴趣的频带内的信噪比。在某些实施例中，数字化器30可以包括单个模拟到数字转换器（ADC）。然而，在其他实施例中，数字化器30可以包括多个以较低抽样率操作的交织的ADC以实现较高的有效抽样率。

谐波信号20和26中的至少一个的一次谐波与数字化器30和32中的至少一个的有效抽样率不同。在某些实施例中，谐波信号的一次谐波不需要是数字化器中的至少一个的有效抽样率的整数倍或几分之一。换言之，在某些实施例中，与谐波混合器相关联的谐波信号的一次谐波不是数字化器中的至少一个的有效抽样率的整数倍或几分之一。

应理解，输入信号12的所有带通过所有路径。换言之，当多于一个通道被组合用于处理单个输入信号12时，每个通道或路径大体上接收输入信号12的整个带宽。因为输入信号12被传送通过所有数字化器，所以信噪比被显著提高。

滤波器36可以被配置成对来自数字化器30的经数字化的混合信号34滤波。类似地，滤波器42可以被配置成对来自数字化器32的混合信号40滤波。滤波器36和42可以是例如均衡和内插滤波器。谐波混合器46和52被配置成将经滤波的混合信号38和44分别与谐波信号48和54混合。在某些实施例中，谐波信号48和54可以与对应的谐波信号20和26在频率和相位上大体上类似。虽然谐波信号20和26是模拟信号，并且谐波信号48和54是数字信号，但是针对这些谐波信号的缩放因子可以与彼此相同或类似。输出信号50和56被称为再混合信号50和56。组合器58被配置成将再混合信号50和56组合成经重构的输入信号60。在某些实施例中，组合器58不仅可以实现信号的添加。例如，可以在组合器58中实现求平均、滤波、缩放等。即，组合器58可以包括低通滤波器（LPF）62或LPF 62可以被放置在组合器外部，如在图1中示出的那样。

可以用数字计算方法实现滤波器36和42、谐波混合器46和52、谐波信号48和54、组合器58和其他相关联的元件。例如，数字信号处理器（DSP）、微处理器、可编程逻辑设备、通用处理器或具有如期望的适当的外围设备的其他处理系统可以被用来实现处理经数字化的信号的功能性。在对完全离散组件的完整集成之间的任何变化可以被用来实现该功能性。

例如，某些滤波可以发生在数字化之前。可以利用具有靠近数字化器30和32的有效抽样率的一半的截止频率的低通滤波器来对混合信号22和28滤波。滤波器36和42的滤波可以添加到这样的固有和/或感应滤波。

在某些实施例中，混合信号22和28的净滤波可以导致频率响应，其关于谐波信号20和26的一次谐波的频率的一半大体上互补。即，在高于频率F₁/2的给定偏置处的频率响应和在低于频率F₁/2的给定偏置处的频率响应可以加到一。尽管一已经被用作示例，但是可以如期望的那样使用其他值，诸如用于信号的缩放。此外，以上示例被描述为理想情况。即，被实现的滤波可以具有不同的响应以计及非理想组件、校准等。

在归因于模拟失配的交织错误的事件中，可以做出硬件调整用于混合时钟幅度和相位。调整然后可以被校准以使交织失配刺激（spur）最小化。替代地或除以上方法之外，硬件失配可以被表征，并且线性时变校正滤波器64可以被用来消除交织刺激。

而且，尽管数字滤波、混合和组合已经被描述为离散操作，但是这样的操作可以被组合成其他功能、引入其他功能等。另外，因为以上讨论假定理想组件，所以附加的补偿可以酌情被引入到这样的处理中以作非理想组件方面的校正。此外，当处理经数字化的信号时，改变频率范围、混合等可以导致较高的抽样率来表示这样的改变。经数字化的信号可以酌情被上抽样、内插等。

可以在上面的ADC通道中的数字化器30和滤波器36之间提供存储器66并且在下面的ADC通道中的数字化器32和滤波器42之间提供存储器68。采集可以被执行并且经数字化的混合信号34或经数字化的混合信号40可以在被分别发送到滤波器36和42之前被分别存储在存储器66和68中。

如以上讨论的那样，重构将均衡/内插滤波器36和42应用到ADC数据流、经由谐波混合器46和52将它们与数字版本的谐波混合函数混合、经由组合器58对结果求平均、对经平均的结果进行低通滤波62以移除上面的混合乘积，然后应用线性时变校正滤波器64。所有这些步骤都是线性算子，即对于任何标量a和b以及输入信号x（t）和y（t）,

　　 　（1）

因为使用数字信号处理器，所以时间以离散时间间隔来表示，由整数值“t”表示，其中t的每个增量表示一个时间抽样点。时间上的相邻点之间的抽样间隔例如可能是5 ps。然而，可以使用任何其他抽样间隔。

均衡/内插滤波器36和42以及低通滤波器62是时不变的和线性的，即，

　　　　　　　　　（2）

变量t₀是任何任意整数时间延迟。这些滤波器将在本文中被称为线性时不变（LTI）滤波器。LTI滤波器可以由它的脉冲响应完全和唯一地表示，并且LTI滤波器组件的级联也是LTI滤波器，其中脉冲响应等于组件的脉冲响应的卷积。

混合函数48和54以及线性时变校正滤波器64随时间变化。然而，如果混合频率调和地（harmonically）与基础ADC交织速率相关，则两个步骤将是时间周期的，即，

　　　　　　　（3）

变量k是任何整数并且T是混合函数和交织速率的最小公共周期。这些被称为线性时间周期滤波器（“LTP”）。例如，混合函数可以是75 GHz，交织速率是12.5 GS/s，并且T=16，其在每抽样点5 ps处表示80 ps。混合函数被视为具有单个系数，一点持续时间脉冲响应的滤波器，其随时间周期性变化（在该示例中，在16个抽样中完成六个循环）。

通过使t₀=kT，多个LTI滤波器可以是LTP滤波器的子类。因此，重构可以被表示为多个LTP滤波器的级联。

LTP滤波器可以由T个脉冲响应的阵列完全和唯一地表示，其中T是LTP滤波器的整数周期。阵列条目0等于在时间t=0处滤波器对脉冲的响应，阵列条目1等于在提前一个样本的时间t=1处滤波器对脉冲的响应，阵列条目2等于在提前两个样本的时间t=2处滤波器对脉冲的响应，等等。注意到如果阵列条目被定义在T处，则其将是在提前T个样本的时间t=T处滤波器对脉冲的响应，但按照周期性性质，其与已经被存储在阵列条目0中的t=0处的对脉冲的响应相同。因此，T个脉冲响应的阵列限定在任何时间处的对脉冲的响应，并且按照线性，可以确定对任何信号的响应（被表示为不同时间处的脉冲的线性组合）。将通过使所有T个条目相同来表示LTI滤波器为周期T的多个LTP滤波器的子类。

持续时间N个样本的LTP滤波器响应可以被存储为二维T×N阵列，通过输入脉冲位置（modulo（模）T）和输出样本来索引。为符号简单起见，使黑体字形表示modulo T，即，

　　　　　　　　　　（4）

然后，可以类似于卷积根据LTP滤波器“f”的输入x（t）来表达其输出y（t）：

　　　　　　（5）

同样地，可以根据两个LTP滤波器“f”和“g”的级联的输入x（t）来表达其输出y（t）：

（6）

其中被定义为：

　　　　　（7）

因此，可以预先计算LTP滤波器f和g的“周期卷积”，可以将结果存储为LTP滤波器f*g，并且可以将输入x与该新的滤波器卷积以计算输出y。以类似的方式，可以预先计算任何数量的LTP滤波器的“周期卷积”（诸如重构算法中的所有步骤）并且在运行时间时可能仅一个LTP滤波器被应用到数据。

LTP滤波器的“周期卷积”遵循结合规则，与LTI滤波器的卷积一样，如在等式（8）中示出的那样：

　　　　　　　　　（8）

然而，交际（communicative）规则不如它适用于LTI滤波器那样适用于LPT滤波器。即，等式（9）适用于LTI滤波器，但未必适用于LTP滤波器：

　　　　　　　　　　　（9）

重构的第一步骤将均衡和内插滤波器36或42应用于每个ADC通道的数据流。均衡和内插滤波器36和42的输出速率一般是N倍输入速率（其中N是被内插的数字化器的数量），并且这常常被视为两步骤过程：将N-1个零样本插入在ADC样本之间以实现N倍数据速率，然后以较高的速率应用低通LTI滤波器以移除由交替样本和零创建的混淆（aliased）能量。当将该低通滤波器表示为LTP滤波器时，尽管T个脉冲响应的阵列中的N个条目中的N-1个可以被设置成零，但是因此与其插入零样本来增加速率，不如可以插入任何任意的样本，因为它们随后将乘零脉冲响应。例如，可以插入来自（一个或多个）其他N-1 个ADC通道的ADC样本。

该方法可以被用于所有均衡和内插滤波器36和42，在每个阵列中选择非零行以与相关联的数字化器的样本一致。这允许相同的被交织的数据流，包含来自所有ADC通道的被交织的样本，被馈送到所有均衡和内插滤波器36和42中，并且按照线性，可以添加表示N个路径的N个结果的LTP滤波器以获得单个LTP滤波器来输出经重构的数据流。整个重构过程然后可以变成将单个LTP滤波器应用到被看作被交织的流的ADC数据。

因为当使LTI滤波器卷积时，若干被卷积的LTP滤波器的响应的持续时间将一般是组件滤波器的持续时间的和减去被卷积的滤波器的数量加1。然而，靠近任一末端的滤波器系数可能非常小，既因为在求和中存在较少非零项加起来又因为被加起来的那些项是来自靠近组件滤波器响应的末端的系数的乘积，其趋向于是小的，从而使它们的乘积“小平方（small squared）”或非常小。因此，最后经卷积的LTP滤波器的持续时间可能在实践上被限制到小于以上讨论的理论组合的某物，从而节省甚至更多的执行时间。在某些实施例中，应用平滑的开窗功能可能对避免响应的突然截断是有用的。

这允许整个重构算法被简化成单个LTP滤波器到被交织的ADC数据流的应用，因此减小处理时间并允许在长的记录长度下的较快的更新速率。即，LTP系统可以被定义为LTP滤波器的级联并且通过周期卷积的使用而被表征为单个LTP滤波器。替代地，已知是线性且时间周期的任何算法（即，是LTP系统）可以通过将算法应用到T个输入记录而被表征为单个LTP滤波器，其中每个输入记录是在位置t处的脉冲，其中0≤t<T。该技术直接测量脉冲响应，所述脉冲响应在提前t个样本之后被存储在单个LTP滤波器的脉冲响应阵列中。系统脉冲响应阵列的该直接确定可以被应用到任何LTP系统，即使其被实现在其中算法的操作不能被直接地观察到的“黑盒子”内部。例如，直接地确定脉冲响应的该方法可以与“黑盒子”中的系统一起使用，不论该系统在内部作为LTP组件的级联操作还是使用某些其他处理技术，例如频域分析。

不管使用组件的周期卷积还是应用黑盒子测量方法来完成，LTP系统脉冲响应阵列的预先计算将花费时间。执行时间节省然后来自假定将由一个LTP滤波器重构的（一个或多个）记录的持续时间与LTP系统响应的持续时间相比是长的。该假定常常是有效的，因为记录长度可能成为数百万个样本，而系统响应持续时间在数百个样本中。

然而，如果用户请求较短的记录并且间隔足够远地触发它们以要求重新计算LTP滤波器计及硬件漂移，则将每个LTP组件应用到级联中的数据记录可能是较快的。另一方面，处理吞吐量可能在具有短的记录和缓慢的触发的该情况下不是问题。

在重构之后，可以使用运用频域技术的长得多的持续时间LTI滤波器来应用带宽增强（BWE）滤波器70。如果该滤波器在持续时间上比任何LTP滤波器长得多，则其可以被保持分开。将BWE滤波器70当作LTP级联的部分虽然数学上准确，但将要求计算T（在以上示例中是16）个长持续时间响应，其将在使用中使频域滤波技术变复杂化并且潜在地减慢。周期卷积技术当包括小于最长固有时变滤波器持续时间或者与其可比较的LTI滤波器持续时间时最佳地适用。

图2将滤波器36和42、谐波混合器46和52、组合器58、低通滤波器62和线性时变滤波器64图示为单个被卷积的LTP滤波器72。即，可以将来自数字化器30和数字化器32的输出直接输入到LTP滤波器72中，而不是通过在图1中示出的组件中的每个。LTP滤波器72输出经重构的被交织的信号。

尽管图2将滤波器36和42、谐波混合器46和52、组合器58、低通滤波器62和线性时变滤波器64图示为被卷积成单个LTP滤波器72，但是可以使用多个LTP滤波器而不是单个LTP滤波器。替代地，LTP滤波器72可以包括滤波器36和42、谐波混合器46和52、组合器58、低通滤波器62和线性时变滤波器64中的两个或更多，而未被卷积的滤波器保持。

另一实施例包括被具体化在计算机可读介质上的计算机可读代码，所述计算机可读代码在被执行时使计算机执行以上描述的操作中的任何。如此处使用的那样，计算机是可以执行代码的任何设备。微处理器、可编程逻辑设备、多处理器系统、数字信号处理器、个人计算机等都是这样的计算机的示例。在某些实施例中，计算机可读介质可以是有形的计算机可读介质，其被配置成以非瞬时的方式存储计算机可读代码。

尽管已经描述了特定实施例，但是将领会，本发明的原理不限于那些实施例。可以在不脱离如在所附权利要求书中阐明的本发明的原理的情况下做出变化和修改。例如，预期，数字滤波、混合和/或组合的重新定序可以允许数字处理的更有效的执行，同时仍提供输入信号的数字表示的重构。