用于噪声降低和增加分辨率的离散数字化器系统中的偏移堆叠压缩放大器的制作方法

本公开涉及一种离散数字化器系统，其包含被以相同的标度但不同的偏移垂直地堆叠的两个或更多数字化器和两个或更多压缩放大器（compressoramplifier）。

背景技术：

示波器通常使用8位模数转换器（adc）作为系统带宽和噪声之间的最佳权衡。具有更多位的adc通常以较低的采样速率操作。8位数字化器针对约48db的非平均理想动态范围提供256个水平的分辨率；然而，存在要求超过48db的动态范围的许多应用。

存在少数专业化示波器，其在低采样速率和带宽下提供12或16位的分辨率以覆盖要求超过48db的动态范围的一些应用。并且，采样示波器具有较高位的分辨率，但是要求等效时间采样作为权衡。

示波器还向信号中插入噪声。针对诸如脉冲幅度调制（pam-4）之类的应用，其中，在垂直标度上存在四个信号水平和三个眼图开启度（eyeopening），从示波器的数字化器产生的噪声可以对结果得到的测量结果具有主要的副作用。

平均模式和高分辨率采集模式已被结合到示波器中以提供更多位的垂直分辨率并减少噪声。然而，这还减少信号噪声和示波器噪声两者，如果其相对于触发位置而言是随机的。理想的将是仅仅减少示波器噪声。另外，求平均对采集随机样品（pattern）的长记录并构建眼图且执行抖动测量（其是示波器的主要用途之一）的主要应用没有帮助。平均模式要求多次被触发采集和重复信号。可以对单个采集执行高分辨率模式，但是此类模式要求采样速率和非混淆带宽的显著降低。

本发明的实施例解决了现有技术中的这些及其他限制。

技术实现要素：

公开技术的一些实施例针对一种测试和测量仪器，包括被配置成将输入信号分离成两个分离输入信号并将每个分离输入信号输出到单独路径上的分离器和被配置成接收每个路径的输出并将其组合以重构输入信号的组合器。每个路径包括被配置成接收分离输入信号且用s型函数将分离输入信号压缩的放大器、被配置成将放大器的输出数字化的数字化器；以及至少一个处理器，其被配置成对数字化器的输出应用反s型函数。

公开技术的其他实施例针对一种用于在测试和测量仪器中重构输入信号的方法，该方法包括将输入信号分离成两个分离输入信号并将每个分离输入信号输出到单独路径上；在每个路径上用s型函数压缩每个分离输入信号以产生已修改分离输入信号；将每个路径上的已修改分离输入信号数字化；在每个路径上对已修改分离输入信号应用反s型函数以产生输出信号；以及通过将每个路径中的输出信号组合来重构输入信号。

附图说明

图1图示出根据公开技术的一些实施例的系统框图。

图2图示出根据公开技术的到数字化器范围内的输入电压到输出电压映射。

图3图示出用以获得线性函数的双曲正切函数、其反函数以及已修正响应。

图4图示出根据公开技术的一些实施例的系统框图。

图5图示出具有标度偏移的输入波形和具有压缩且没有噪声的输出波形。

图6图示出数字化器噪声对压缩波形的影响。

图7图示出在被输入到反双曲正切函数时的在双曲正切函数的范围之外的数据样本的影响。

图8图示出将信号的噪声部分削波成保持在双曲正切范围内。

图9图示出没有重叠区的重构的影响。

图10图示出双曲正切函数对模拟数字化器的十个数字化水平的影响。

图11图示出双曲正切函数对模拟数字化器的二十个数字化水平的影响。

图12图示出原始信号和重构信号以及与每个相关联的噪声。

图13图示出具有通过双曲正切函数馈送的偏移函数的正弦波的谐波。

图14图示出在重构之前仅保持1次和2次谐波的重构信号。

图15图示出在重构之前仅保持1次、2次以及3次谐波的重构信号。

图16图示出在重构之前仅保持1次、2次、3次以及4次谐波的重构信号。

具体实施方式

在不一定按比例描绘的图中，用相同的参考标号来表示公开系统和方法的相同或相应元件。

如图1中所图示的，公开技术涉及一种离散数字化器系统，其包含被以相同的标度但不同的偏移垂直地堆叠的两个或更多数字化器和两个或更多压缩放大器。具有不同垂直偏移的堆叠放大器的目的是将输入信号的垂直范围转换成两个或更多数字化器的输入范围。放大器具有s型或逻辑或双曲正切（双曲正切）函数形状以对高水平信号进行压缩以防止硬削波饱和。这防止放大器的全输入范围在放大器中的任何点处引起削波。这还避免了由于长恢复时间而引起的失真的问题。

如下面将更详细地讨论的，公开技术的放大器具有v输出/v输入的双曲正切传递函数，并且公开技术包括用于重构波形的修正的反双曲正切函数。这允许将放大器和数字化器垂直地堆叠以在不对放大器进行硬削波的情况下将噪声降低6db并增加至9位的分辨率。四路系统将使噪声降低理想的12db并将垂直分辨率增加至理想的10位。

如上文所讨论的，对两个通道求平均不能提供相同水平的噪声降低和分辨率增加。两个通道的平均值仅提供3db的噪声降低和8.5位的理想垂直分辨率。四个通道的平均值仅提供6db的噪声降低和9位的理想垂直分辨率。

图1图示出示出了根据一些实施例的公开技术的各种部件的高级系统框图。如图1中所图示的，输入信号100经由分离器102（诸如功率分配器）被分离到两个路径中，其中每个分离信号包含dc偏移和标度的函数，如下面更详细地讨论的。分离器102可在示波器外部或内部。虽然示出了两个路径，但可将信号分离到超过两个路径中，其中每个路径类似于图1中所示的两个路径。也就是说，分离器102可将输入信号分离成三个或四个分离信号，其中每个信号转到不同的路径。

每个路径包括通过加法器104和106添加到信号的不同偏移值。每个加法器104和106中的偏移优选地具有彼此相反的极性。偏移信号然后被发送到放大器108和110。加法器104和106可以是放大器108和110的一部分，如图4中所示。假设输入信号的缩放就这样使得信号的一半被最大化至数字化器112和114的-1.0至1.0范围内，放大器108和110被设计成随着输入信号增加至输出电压接近于削波电平的地方而没有晶体管曾进入饱和状态。这将避免来自由于削波而引起的晶体管饱和的长恢复时间。因此，放大器随着信号接近于正和负削波电平而对信号进行压缩。

因此，将在正常放大器中削波的信号的半周期被简单地压缩而没有放大器108和110中的削波。一个路径的偏移被设置成约1，而另一路径的偏移被设置成约-1。这允许一个放大器和数字化器处理垂直动态范围的上半部，而另一放大器和数字化器将处理垂直范围的下半部。此外，可将偏移设置成+/-0.8或+/-0.7，因此两个放大器108和110具有重叠区。

放大器108和110两者具有相同的传递函数，其中，v输出＝tanh（v输入）。然而，也可使用用于传递函数的其他类似形状，如上文所讨论的。可使用任何s型形状。

一旦信号已通过放大器108和110被压缩，则放大器分别地输出信号109和111，并且信号109和111被数字化器112和114数字化。每个数字化器是至少8位数字化器。例如，数字化器112和114可以是构建有八个交织模数转换器的标准8位数字化器。数字化器112和114包含采样和保持函数以及其他所需逻辑和控制电路。

来自数字化器112和114的输出每个被分别地存储在存储器116和118中。信号然后被发送到要重构的重构器120，如下面更详细地讨论的。重构器包括反双曲正切修正滤波器122，如图4中所示，并且输出重构信号121。为了获得信号的最大高带宽，假设放大器108和110的双曲正切函数可具有作为频率、温度或湿度的函数的某种失真或形状变化。可使用非线性修正滤波器122来修正放大器108和110中的失真。也就是说，非线性修正滤波器122可接收重构信号121，并进一步对信号进行滤波以提供输入信号100的更准确重构。此失真可基于volterra（沃尔泰拉）类型模型或者其他不那么复杂的模型。

图2图示出输入信号100如何使其负半周期被大量压缩且正半周期不被压缩这么大的量以允许正半周期通过放大器108和110中的一个。输入信号100失真，并且峰值和交叉部分被少量压缩，并且中间范围被扩展。同样地，另一放大器将压缩正半周期并使负半周期通过。这允许每个波形拟合在数字化器112和114中的每一个的全范围内。

因此，如果放大器108和110的双曲正切函数是线性的，则数字化器噪声一般地在信号重构时将被切成两半。然而，双曲正切函数是非线性的，并且噪声将由于从双曲正切函数数字化之后的采样和压缩之前的扩展而在半周期的中间范围内被减少超过6db。另一方面，由于相反情况：从双曲正切函数的压缩和然后的扩展，噪声在峰值和中间交叉范围上将被减少较少。

放大器108和110可包括加法器104和106以添加偏移，而不是作为单独部件，如图1中所示。如果未使用两个通道的重叠，则偏移函数将被设置成一个放大器上的1.0的偏移和另一放大器上的-1.0的偏移。然而，优选的是两个通道确实具有某一重叠以促进数字化器输出信号的削波以确保数据范围在双曲函数的范围内。

优选地，约0.8至-0.8的偏移被用于放大器以确保两个通道之间的重叠范围大于数字化器112和114的噪声。此重叠被定义为：

阈值偏移（thresholdoffset）:=0.8

这提供两个益处。第一个是用来在重构期间限制数字化器输出信号的削波函数将确保输出数据始终在双曲正切函数的范围内。否则，在重构期间可能发生大的噪声尖峰。因此，如果放大器108和110漂移，则可防止这些尖峰。这给出了用于双曲正切函数拟合到略微小于数字化器范围的范围内的裕度。

第二个益处是可在重构期间对来自重叠区域中的两个通道的数据求平均以进一步减少此区中的噪声。这然后将使重叠区域和重构中的双曲正切函数压缩数据将使噪声略微扩展至将不会获得理想的6db的位置的事实略微偏移。因此，重叠范围内的两个通道的平均值帮助抵消来自该范围内的双曲正切函数的噪声增加。

存在多个类型的函数，诸如s型函数、逻辑函数以及双曲正切函数，其具有类似的s形传递函数曲线。可将这些函数中的任何一个用于本公开技术。然而，针对以下示例，描述了双曲正切函数。可将双曲正切函数定义为：

双曲正切函数通常将具有等于2.0的c等式。值c是被用来调整双曲正切函数的形状以获得范围的压缩部分与范围的更加线性部分之间的最佳权衡的常数。然而，这优选地被修改成2.221以使得曲线形状更适宜供在此系统中使用，其中，x是输入信号电压，y是将被数字化器数字化的电压，a是放大器的比例因数，其将是2，并且b是偏移，如上所述，其通常将是-0.8或0.8，其取决于使用哪个放大器，放大器108还是110：

。

因此，y将是用于放大器108和110的v输出/v输入的期望传递函数。在图2和3中示出了传递函数的一般形状。

针对信号重构，使用反双曲正切函数。其可通过就y而言针对x对上述等式（2）求解来导出：

图3中所示的图用曲线300示出了双曲正切函数。另一曲线302是反双曲正切函数，并且曲线304是invtanh(tanh())的图。因此，系统被恢复回至被示为曲线304的期望线性传递函数。

图4图示出图1的更详细系统框图。如图4中所示，系统可配置有开关400、402、404以及406。开关400—406允许示波器的标准双通道模式或者作为具有被堆叠的两个压缩放大器的单通道的操作。当处于标准双通道模式操作中时，开关被进行切换，因此每个通道上的两个输入信号每个被发送到单独的路径而不发送到分离器102。否则，通过开关400，在单通道输入端上接收到仅一个输入信号，并且开关被进行切换，使得输入信号经由分离器102被分离。如图4中所示，信号是从开关400接收到的，而开关404并未与该通道的任一线路进行接触。放大器108和110具有在两个模式之间不同的标度和偏移。

在图4中，向放大器108和110中的信号添加偏移，如上文所讨论的。衰减器（未示出）被包括在放大器108和110前面或者作为其内部设计的一部分。放大器108和110两者具有双曲正切传递函数设计以防止放大器晶体管的削波饱和。因此，避免了由饱和晶体管引起的长恢复时间。

可选地可提供限制器408和410以确保数字化数据绝不会在双曲正切函数的范围之外。添加的数字化器噪声或者随温度的漂移可促使信号超出到这些限制之外。因此，限制器408和410防止重构期间的输出中的大的尖峰。用于削波函数的等式是：

其中，cliplevel是双曲正切范围覆盖的最大值减去某一裕度。如果上述等式（4）和（5）以及下面的等式（7）中的函数符合以下逻辑：

z＝if（条件，x，y）意指如果条件为真，则z＝x，并且如果条件为假，则z＝y。

例如，相对于等式（4），如果通道1小于或等于负削波水平，则被用于通道1（ch1）的波形是负削波水平，或者如果波形大于正削波水平，则被用于通道1的波形是正削波水平；否则，使用通道1上的波形本身。

因此，0.99的值可以是用于cliplevel的合理值。反双曲正切函数块412和414根据上述等式（3）来处理受限输入信号，其中，y是限制器408和410的输出，并且x是反双曲正切块的输出。这使信号范围的一半恢复回至其原始形状。限制器408和410函数及反双曲正切块412和414函数将在至少一个处理器上执行。

然后，两个加法块416和418从两个信号去除偏移以使其两者返回到其相对于彼此的原始垂直位置，得到信号c1和c2。这是最初经由偏移值添加到放大器108和110中的相同偏移量。

组合器420根据等式（6）和（7）而将c1和c2取作输入和输出yy。

。

yy的值是原始输入信号x的重构版本。采集并计算yy波形的总体过程已导致改善了输入信号与由数字化器112和114产生的噪声之间的信噪比的系统。

上述cliplevel的值取决于分配给双通道堆叠放大器的重叠的量。例如，使数字化器112和114范围为1至-1。然后，用于重叠的值可以是0.8，其中，被用于信号的每个数字化器的范围的0.8和范围的0.2与另一数字化器的范围重叠。应调整该水平，因此，重叠宽度略微大于数字化器噪声。这允许每当信号水平在重叠范围内时使用来自两个通道的数据来使数字化器噪声达到平均数。

可使用非线性修正滤波器122来修正输出信号yy，并且输出已修正输出信号yyy。有可能放大器108和110中的双曲正切函数将具有作为频率、温度以及湿度的函数的某一变化。如果其为频率的函数，则其不能被简单的滤波器修正，因为在输入信号100中正常地存在许多同时的频率。因此，复杂的非线性修正滤波器122布置是优选的。在joelgoodman（乔尔古德曼）、benjaminmiller（本杰明米勒）、matthewherman（马修赫尔曼）、gilraz（吉尔拉兹）以及jeffereyjackson（杰弗里杰克逊）在ieeejournalofselectedtopicsinsignalprocessingvol3,no3,2009年6月中发表的“polyphasenonlinearequalizationoftime-interleavedanalog-to-digitalconverters（时间交织的模数转换器的多相非线性均衡）”中描述了此类修正滤波器的示例，其被整体地通过引用结合到本文中。

虽然上述示例是针对使用双路堆叠的系统，但可将配置和等式扩展成对任何数目的数字化器和堆叠放大器应用相同原理。该数目仅受到部件的总体费用和电特性的限制。例如，随着通道的数目增加，放大器所需的缩放的量增加。这然后在信号被数字化器数字化之前增加模拟噪声。这然后导致需要增加偏移的范围。另外，这可能使得更加难以将双曲正切函数拟合在数字化器范围内，并保持其随着温度、频率等恒定。

图5示出了被分离到两个通道中且被以2x的增益因数进行缩放且在与通道2（ch2）有关的路径上偏移0.8并在与通道1有关的路径上偏移-0.8的输入信号100的图。示出了对这些已缩放并偏移的波形中的每一个应用双曲正切函数之后的正弦波形状。在此刻，模拟电路被假设为与数字化器噪声相比具有零噪声。

在图6中的两个压缩波形上示出了数字化器噪声影响。此噪声被在电阻分压器中的数字化器和比较器输入端中的每一个的前端处插入。在此图中，重叠范围是0.7。

如果在数字化器之外的任何数据落在双曲正切范围外面，则发生nan而不是数字，并且重构结果将是不稳定的，如图7中所示。因此，优选地向重构过程添加经由限制器408和410的限制函数以确保这在发生任何硬件漂移的情况下不会发生。在图8中示出了限制函数。

如果两个通道区的重叠是零，则在重构期间将不执行重叠区中的两个信号的求平均。在图9中示出了反双曲正切函数和重构之后的结果产生的对噪声分布的影响。重构逻辑拒绝每个半周期的压缩区域，并保持在每个时间位置处来自两个通道中的一个的数据。也就是说，重构逻辑在拒绝压缩部分的同时保持每个路径的未压缩部分。

在这种特定情况下，零交叉区域具有高压缩，并且因此当其被扩展时，噪声在此区域中比在波形的其他区域中更大。这对于满标度峰值而言也是如此。重构波形在交叉点和峰值处示出较高噪声，但是在区域之间示出较低噪声。可通过允许重叠来使这些影响最小化，该重叠减少重叠区域中的压缩量，并且还在重叠区中结合两个通道的平均。

图10和11示出了整体系统对最终重构信号中的数字化水平的影响。针对本示例，在两个通道波形已通过模拟放大器块之后，在两个通道波形中的每一个上放置十个数字化水平。在实践中，通常将存在来自8位数字化器的256个数字化水平。在图11中，重构信号具有二十个水平，其是图10中所示的两倍。然而，由于上文所讨论的影响，峰值处和中间重叠区处的数字化水平大于在中间的数字化水平。

图12描绘了输入信号（原始信号）1200和具有数字化器噪声1202的输入信号。图12还描绘了当根据公开技术来用两个数字化器采集并重构输入信号时的重构信号1204以及重构信号1206中的降低噪声。

双曲正切函数向生成更高频率谐波的信号中引入非线性。如上文所讨论的，双曲正切函数的目的是压缩信号的一个半周期以防止在添加偏移之后的放大器和数字化器饱和。因此，如果正弦波具有接近于数字化器的尼奎斯特频率的频率，则双曲正切函数将生成将混淆的谐波。针对当前示波器中的100gs/s数字化器通道，硬件将用37ghz的带宽和50ghz下的尼奎斯特执行抗混淆滤波。在重构中将不包括削波区域和到削波区域中的弯曲，因此针对需要多少过采样的要求并不像人们将会认为的必需那样高。dc项是由于也被添加到信号的偏移而引起的。

因此，针对正弦波信号，在没有重构失真的情况下可以允许的最大频率局限于将允许足够的双曲正切谐波通过的值，因此反双曲正切重构函数可以恢复原始信号值。在图13—16中示出了示例。这对于随机脉冲信号而言是远不那么常见的问题，因为通常必须允许有用于信号和达到3次或5次谐波的空间。由于这在与用于重构的双曲正切函数所需的相同范围内，所以用于双曲正切的带宽要求不是问题。其主要对于正弦波而言变成问题。

图13示出了在被数字化之前已被双曲正切函数压缩的正弦波的谐波含量。在1300处示出了基波，并且在1302处示出了谐波。谐波是要压缩的正弦波的½周期所必需的，以便使其余部分的约½正弦周期拟合在数字化器的范围内。如果在数字化之前限制谐波，则出现关于发生多少误差的问题。这限制将可用于针对正弦波使用本公开技术的噪声降低目的的总带宽。

最坏情况带宽要求将是针对0.2尼奎斯特的因数的带宽要求保持谐波1至4。意味着具有0.2尼奎斯特下的频率的正弦波将允许由双曲正切压缩产生的4个谐波通过数字化器而没有混淆。如果对于给定应用而言最高谐波的失真是可接受的，则可以使用0.5尼奎斯特的带宽。

图14图示出在重构之前仅保持1次和2次谐波的重构信号。曲线1400是正弦波输入½周期，而曲线1402是仅保持基波（1次谐波）和2次谐波时的已恢复信号。图15图示出保持1次、2次以及3次谐波时的理想波形1500和重构曲线1502。图16图示出保持1次、2次、3次以及4次谐波时的理想波形1600和重构曲线1602。

如在图16中可以看到的，重构信号看起来最接近于具有所有谐波的原始输入信号。因此，优选地在重构期间至少保持1次至4次谐波。

在一些实施例中，实现了两个路径。然而，可使用任何数目的路径。如果实现超过两个路径，则分离器102将把输入信号100分离到所需数目的路径中。然后，如上所述，可使用上述等式针对所需频带间隔滤波器导出公式。

此外，虽然滤波、求和以及组合已被描述为分立操作，但可以将此类操作组合、结合到其他函数中等。另外，由于以上讨论假设理想部件，所以可以适当地向此类处理中引入附加补偿以修正非理想部件。可以适当地对数字化信号进行上采样、内插等。

另一实施例包括在计算机可读介质上体现的计算机可读代码，其在被执行时促使计算机执行任何上述操作。如这里所使用的，计算机是可以执行代码的任何设备。微处理器、可编程逻辑器件、多处理器系统、数字信号处理器、个人计算机等全部是此类计算机的示例。在一些实施例中，计算机可读介质可以是被配置成以非临时方式存储计算机可读代码的有形计算机可读介质。

已在公开技术的优选实施例中描述并图示出公开技术的原理，但应显而易见的是在不脱离此类原理的情况下可以在布置和细节方面修改公开技术。我们要求保护落在以下权利要求的精神和范围内的所有修改和变更。