电荷泵的输出电压检测电路和电荷泵的制作方法

本发明属于集成电路领域，特别涉及一种电荷泵的输出电压检测电路和电荷泵。

背景技术：

具有正负输出电压的电荷泵都需要输出电压检测电路，该电路用于检测电荷泵的正负输出电压端的电压值是否达到期望的电压值，以确定何时可以停止对正负输出电压端充电。如图1所示的电容式电荷泵(charge pump)，主要包括三部分电路，分别为主拓扑结构电路2、控制电路1和输出电压检测电路3，其中主拓扑结构电路2和控制电路1构成电荷泵的充电电路。主拓扑结构电路2如图2所示，具有正、负两个输出电压端201、202，分别为V_P和V_N。电荷泵工作时先利用主拓扑结构电路2中的电容器储存能量，然后再在控制电路1输出的各个开关的控制信号的控制下将能量释放出来，由此实现电荷再分配完成电压的转换，具有翻转电压以及倍压的特性，最终实现对V_P端和V_N端的充电。其中控制电路1用于产生时钟信号驱动主拓扑结构电路2中各个开关的开启和关闭，从而完成对电容的充放电，最终使得V_P和V_N达到期望的电压值，具体各个开关的控制时序图如图3所示。输出电压检测电路3用于检测V_P和V_N是否达到期望的电压值，一旦V_P和V_N达到期望的电压值，输出电压检测电路3输出信号至控制电路1，用以通知控制电路1可以停止对主拓扑结构电路2中各个开关的驱动，即停止对V_P和V_N的充电。

现有的电荷泵的输出电压检测电路3包括至少三个比较器，分别用于正电压端V_P比较、负电压端V_N比较和整个电荷泵充电完成比较。现有的输出电压检测电路3的实现方式，在针对负输出电压端V_N的电压值以及整个电荷泵充电完成电压值进行检测时，当V_P端为5.5V(伏特)，V_N端为-5.5V时，基准电压V_bandgap一般为1.25V，需要由比较器完成比较的相关信号横跨正负两个电压域，均处于-4V至-5.5V之间，为了实现对于该区间的电压值的比较功能，对比较器的要求较高，要求其能够承受较高范围的输入电压，当输入电压范围超过比较器的要求时比较器相关电路的设计会很复杂，且很容易出现可靠性问题。因为电荷泵的正、负输出电压处于正负两个电压域，电压跨度较大，所以对比较器电路的设计要求较高，比较器相关电路实现复杂，所以可靠性不高。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是为了克服现有技术中用于具有正负输出电压的电荷泵的输出电压检测电路的结构复杂且可靠性低的缺陷，提供一种结构简单、容易实现且可靠性高的电荷泵的输出电压检测电路和电荷泵。

本发明是通过下述技术方案来解决上述技术问题：

一种电荷泵的输出电压检测电路，其特点在于，包括第一比较器、第二比较器、第一电阻、第二电阻和第三电阻；

所述第一电阻的一端与基准电压电连接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的一端以及所述第一比较器的负输入端电连接，所述第二电阻的另一端与所述第三电阻的一端及所述第二比较器的负输入端电连接，所述第三电阻的另一端与所述电荷泵的负输出电压端电连接，所述第一比较器的正输入端以及所述第二比较器的正输入端分别接地；

所述第一比较器的负输入端电压和所述第二比较器的负输入端电压均高于-1V。

本方案中，电荷泵的输出电压检测电路采用在电荷泵的负输出电压端与基准电压之间串联电阻，由电阻分压得到第一比较器的负输入端的电压信号和第二比较器的负输入端的电压信号，第一电阻、第二电阻和第三电阻的阻值比例关系使得前述的两个电压信号均高于-1V，即电荷泵的负输出电压端的电压值检测电路中比较器的输入信号均处于正电源电压域，由此可以选择一般常用的PMOS(P型金属-氧化物-半导体)输入的比较器即可实现电压比较功能，也就是简化了电荷泵的负输出电压端的电压值检测电路中比较器的相关电路，提高了整个电路的可靠性。

本方案中，当第一比较器检测到其负输入端的电压信号低于GND(地)时，第一比较器驱动其输出信号输出高电平用于通知电荷泵的充电电路可以停止对电荷泵的负输出电压端充电。当第二比较器检测到其负输入端的电压信号低于GND时，第二比较器驱动其输出信号输出高电平用于确定电荷泵已完成充电，可以使用。

较佳地，所述电荷泵的输出电压检测电路还包括第三比较器，所述第三比较器用于比较所述电荷泵的正输出电压是否达到正电压预设值。

本方案中，当电荷泵的正输出电压达到正电压预设值时，第三比较器输出正电压充电停止信号，该信号用于通知所述电荷泵的充电电路停止对电荷泵的正输出电压端充电。

较佳地，所述电荷泵的输出电压检测电路还包括第四电阻和第五电阻，所述第四电阻的一端与所述电荷泵的正输出电压端电连接，所述第五电阻的一端接地，所述第四电阻的另一端、所述第五电阻的另一端以及所述第三比较器的正输入端电连接，所述第三比较器的负输入端与所述基准电压电连接。

本方案中，采用在电荷泵的正输出电压端与地之间串联第四电阻和第五电阻，由此实现对正输出电压进行分压，将分压后的电压信号送至第三比较器的正输入端，第三比较器将前述的分压信号与基准电压比较，当分压信号大于基准电压值时，第三比较器驱动其输出信号输出高电平用于通知电荷泵的充电电路可以停止对电荷泵的正输出电压端充电。

较佳地，所述第四电阻和所述第五电阻的阻止比例关系为15:7。

本发明还提供了另外一种技术方案：

一种电荷泵，包括输出电压充电电路，其特点在于，所述电荷泵还包括前述的电荷泵的输出电压检测电路；所述输出电压充电电路用于控制对所述电荷泵的正输出电压端和负输出电压端进行充电；所述第一比较器输出第一控制信号，当所述第一比较器的正输入端的电压高于所述第一比较器的负输入端的电压时所述第一控制信号用于通知所述输出电压充电电路停止对所述电荷泵的负输出电压端充电；所述第三比较器输出第二控制信号，当所述第三比较器的正输入端的电压高于所述第三比较器的负输入端的电压时所述第二控制信号用于通知所述输出电压充电电路停止对所述电荷泵的正输出电压端充电。

本方案中，电荷泵的输出电压检测电路输出第一控制信号和第二控制信号至输出电压充电电路，当第一控制信号和第二控制信号都有效，即第一比较器和第三比较器均检测到电荷泵的正输出电压端和负输出电压端都已达到期望值时，输出电压充电电路即可停止对所述电荷泵的正、负输出电压端充电。

较佳地，所述电荷泵还包括正电压过载比较器，所述正电压过载比较器用于在所述电荷泵的正输出电压端的电压值超过正电压预设峰值时输出第三控制信号，所述第三控制信号用于通知所述输出电压充电电路停止对所述电荷泵的正输出电压端充电。

本方案中，通过正电压过载比较器实现了对电荷泵的正输出电压端电压值的过充的监测，当电荷泵的正输出电压端的电压值超过正电压预设峰值时，正电压过载比较器输出第三控制信号至输出电压充电电路，输出电压充电电路收到该信号后停止对电荷泵的正输出电压端的继续充电，从而避免了由于电荷泵的正负两路输出电压电路的充电通路不平衡，导致正输出电压端过充的问题，进一步提高了电荷泵的安全性及可靠性。

较佳地，所述电荷泵还包括负电压过载比较器，所述负电压过载比较器用于在所述电荷泵的负输出电压端的电压值超过负电压预设峰值时输出第四控制信号，所述第四控制信号用于通知所述输出电压充电电路停止对所述电荷泵的负输出电压端充电。

本方案中，通过负电压过载比较器实现了对电荷泵的负输出电压端电压值的过充的监测，当电荷泵的负输出电压端的电压值超过负电压预设峰值时，负电压过载比较器输出第四控制信号至输出电压充电电路，输出电压充电电路收到该信号后停止对电荷泵的负输出电压端的继续充电。从而避免了由于电荷泵的正负两路输出电压电路的充电通路不平衡，导致负输出电压端过充的问题，进一步提高了电荷泵的安全性及可靠性。

需要注意的是，本方案中，正电压过载比较器、负电压过载比较器的各自的两个输入端的信号也可以经电阻串分压处理后使其处于正电压域即小于-1V后再送入相应比较器，由此使得比较器的电路实现简单可靠。

本发明的积极进步效果在于：本发明提供的电荷泵的输出电压检测电路和电荷泵采用在电荷泵的负输出电压端与基准电压之间串联电阻，由电阻分压得到第一比较器的负输入端的电压信号和第二比较器的负输入端的电压信号，第一电阻、第二电阻和第三电阻的阻值比例关系使得前述的两个电压信号均高于-1V，即电荷泵的负输出电压端的电压值检测电路中比较器的输入信号均在正电源电压域，由此可以选择一般常用的PMOS输入的比较器即可实现电压比较功能，也就是简化了电荷泵的负输出电压端的电压值检测电路中比较器的相关电路，提高了整个电路的可靠性。

附图说明

图1为现有技术中电容式电荷泵的模块的示意图。

图2为图1中一种主拓扑结构电路的示意图。

图3为图2中各个开关工作时序关系图。

图4为本发明实施例1的电荷泵的输出电压检测电路示意图。

图5为图4中电荷泵的输出电压检测电路的电压时间曲线图。

图6为实施例2的电荷泵的示意图。

具体实施方式

下面通过实施例的方式进一步说明本发明，但并不因此将本发明限制在所述的实施例范围之中。

实施例1

如图4所示，一种电荷泵的输出电压检测电路3，包括第一比较器301、第二比较器302、第三比较器303、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4和第五电阻R5；第一电阻R1的一端与基准电压V_bandgap电连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端以及第一比较器301的负输入端电连接，第二电阻R2的另一端与第三电阻R3的一端及第二比较器302的负输入端电连接，第三电阻R3的另一端与电荷泵的负输出电压端V_N电连接，第一比较器301的正输入端以及第二比较器302的正输入端分别接地GND；第四电阻R4的一端与电荷泵的正输出电压端V_P电连接，第五电阻R5的一端接地，第四电阻R4的另一端、第五电阻R5的另一端以及第三比较器303的正输入端电连接，第三比较器303的负输入端与基准电压V_bandgap电连接。

如图5所示，第一比较器301的负输入端电压Vref_ready和第二比较器302的负输入端电压V_zero均高于-1V。第一比较器301的输出信号V_N_detect用于通知电荷泵的充电电路停止对电荷泵的负输出电压端V_N充电；第二比较器302的输出信号READY用于确定电荷泵已充电完成。第三比较器303用于比较电荷泵的正输出电压端V_P的电压值是否达到正电压预设值，若是，则第三比较器303输出信号V_P_detect，该信号用于通知电荷泵的充电电路停止对电荷泵的正输出电压端V_P充电。

本实施例中，当V_P端电压值为5.5V，V_N端电压值为-5.5V时，基准电压V_bandgap一般为1.25V，第四电阻R4和第五电阻R5的阻值比例关系为17：5，正输出电压V_P分压得到VP_1，第三比较器303检测到VP_1上升超过V_bandgap时，第三比较器303输出信号V_P_detect翻转为高电平1，表示可以停止对V_P端充电。负输出电压端V_N与基准电压V_bandgap之间串联电阻串R1、R2和R3，分压得到V_zero和Vref_ready信号，当第一比较器301检测到V_zero低于GND时，第一比较器301输出信号V_N_detect为高电平1，表示可以停止对V_N充电。同理，当第二比较器302检测到Vref_ready小于GND时，第二比较器302输出信号READY为1，表示电容式电荷泵已充电完成，可以供其他器件使用。在实际应用时，当电荷泵的充电电路检测到V_P_detect和V_N_detect均为1时，充电电路可以停止对V_N端和V_P端进行充电。

实施例2

如图6所示，一种电荷泵，包括输出电压充电电路，该充电电路包括控制电路1和主拓扑结构电路2，电荷泵还包括实施例1中的电荷泵的输出电压检测电路3、正电压过载比较器4和负电压过载比较器5；输出电压充电电路用于控制对电荷泵的正输出电压端V_P和负输出电压端V_N进行充电。第一比较器输出第一控制信号V_N_dectect，当第一比较器的正输入端的电压高于第一比较器的负输入端的电压时，信号V_N_dectect用于通知输出电压充电电路停止对电荷泵的负输出电压端V_N充电；第三比较器输出第二控制信号V_P_dectect，当第三比较器的正输入端的电压高于第三比较器的负输入端的电压时，信号V_P_dectect用于通知输出电压充电电路停止对电荷泵的正输出电压端V_P充电。

正电压过载比较器4用于在电荷泵的正输出电压端的电压值超过正电压预设峰值时输出第三控制信号OVP_V_P，信号OVP_V_P用于通知输出电压充电电路停止对电荷泵的正输出电压端V_P充电。

负电压过载比较器5用于在电荷泵的负输出电压端V_N的电压值超过负电压预设峰值时输出第四控制信号OVP_V_N，信号OVP_V_N用于通知输出电压充电电路停止对电荷泵的负输出电压端V_N充电。

需要注意的是，本实施例中，正电压过载比较器、负电压过载比较器的各自的两个输入端的信号在实际处理过程中均可以经电阻串分压处理后使其处于正电压域即小于-1V后再送入相应比较器，由此使得正电压过载比较器、负电压过载比较器的电路实现简单可靠，图6中并未示出，但实际应用中可以如图4中V_zero和Vref_ready信号类似的处理方式进行处理。

下面结合附图2至6进一步说明本发明提供的技术方案的工作原理。

图2中VCC是输入电源端口，GND是公共地端口，V_P是正输出电压端口201，V_N是负输出电压端口202。

(1)在没有启动电荷泵时，需要将V_P跟VCC短接，由K1完成，需要将V_N跟GND短接，由K2完成。

K1两端电位分别为VCC和V_P，采用PMOS管实现，BULK电位接V_P，导通时栅极接GND，关断时栅极接V_P。

K2两端电位分别为GND和V_N，采用NMOS(N型金属-氧化物-半导体)管实现，BULK电位接V_N，导通时栅极接V_P，关断时栅极接V_N。

(2)S1一端接VCC，一端接C1+。在充电相位时，S1导通，VC1+＝VCC-VDSON，其中VDSON表示MOS管导通时源极漏极端件的电压降；在放电相位时，VC1+＝2VCC-3VDSON，此时V_P＝(VC1+)-VDSON。选择PMOS管实现S1，选择V_P作为S1的BULK电位，开关导通时栅极接V_N，开关关断时栅极接V_P。

(3)S2一端接C1+，一端接V_P。在充电相位时，VC1+＝VCC-VDSON，此时V_P可能会远大于VC1+；在放电相位时，VC1+＝2VCC-3VDSON，此时V_P＝(VC1+)-VDSON。选择PMOS管实现S2，选择V_P作为S2的BULK电位，开关导通时栅极接V_N，开关关断时栅极接V_P。

(4)S3一端接C1-，一端接GND。在充电相位时，VC1-＝0，在放电相位时，VC1-＝VCC-VDSON。选择NMOS管实现S3，选择GND作为S3的BULK电位。开关导通时栅极接V_P，开关关断时栅极接V_N。

(5)S4一端接VCC，一端接C1-。在充电相位时，VC1-＝0，在放电相位时，VC1-＝VCC-VDSON。选择PMOS管实现S4，选择VCC作为S4的BULK电位。开关导通时栅极接V_N，开关关断时栅极接V_P。

(6)S5一端接C1+，一端接C2+。在充电相位时，VC1+＝VCC-VDSON，VC2+＝GND；在放电相位时，VC1+＝2VCC-3VDSON，VC2+＝2VCC-4VDSON。选择PMOS管实现S5，选择V_P作为S5的BULK电位，开关导通时栅极接V_N，开关关断时栅极接V_P。

(7)S6一端接C2+，一端接GND。在充电相位时，VC2+＝GND；在放电相位时，VC2+＝2VCC-4VDSON。选择NMOS管实现S6，选择GND作为S6的BULK电位。开关导通时栅极接V_P，开关关断时接V_N。

(8)S7一端接C2-，一端接GND。在充电相位时，VC2-＝V_N；在放电相位时，VC2-＝GND。选择NMOS管实现S7，选择V_N作为BULK电位，开关导通时栅极接V_P，开关关断时接V_N。

值得注意的是，S7管在C2-一端会出现负电位。采用器件n15a(NMOS的型号)，那么PSUB(n15a的引脚名称)接GND，NBL+HNW(n15a的引脚名称)接V_P，BULK电位接V_N，source端接C2-，drain端接GND。

(9)S8一端接C2-，一端接V_N。在充电相位时，VC2-＝-2VCC+4VDSON，在放电相位时，VC2-＝0。选择n15a型号NMOS管实现S8。开关导通时栅极接V_P，开关关断时接V_N。PSUB接GND，NBL+HNW接V_P，BULK电位接V_N，source端接V_N，drain端接C2-。

控制电路1用于产生时钟clock信号和S1～S8的开关控制信号，其中具体时序关系如图3所示：

A)如果分成两个相位Φ1、Φ2，那么S1/S3/S6/S8同相位Φ1导通，S2/S3/S4/S7同相位Φ2导通。

B)S3/S4不能同时导通，S1/S2不能同时导通，S5/S6不能同时导通，S7/S8不能同时导通，需设置死区时间。

C)S4/S2/S5可以同时导通，另外因为都是PMOS管，可以用一个控制信号(CLK2)。

D)S3/S6/S8可以同时导通，另外因为都是NMOS管，可以用一个控制信号(CLK1_n)。

如图4所示，正输出电压V_P分压得到VP_1，当比较器303检测到正输入端电压高于负输入端时，即VP_1超过V_bandgap时，驱动V_P_detect为高电平，用于通知控制电路1可以停止对V_P进行充电。负输出电压V_N与V_bandgap之间串联电阻串，经电阻R1、R2和R3分压得到V_zero和Vref_ready，当比较器301检测到负输入端电压低于正输入端电压时，即V_zero低于GND是，驱动V_N_detect为高电平，用于通知控制电路1可以停止对V_N进行充电。当比较器302检测到负输入端电压低于正输入端电压时，即检测到Vref_ready低于GND时，驱动READY为高电平，用于表示电荷泵的电源已准备好，随时可以供外部使用。

这种实现方式的优点是，对于负输出端V_N的电压检测，所有的信号都可以认为处于正电源电压域(大于-1V)，采用PMOS输入的比较器很容易就能够实现，这样所有的比较器都可以在正电源电压域进行设计，系统实现简单且可靠性高。

另外，本发明提供的电荷泵的电路有正负两路输出电压，传统的设计方式是当两个输出电压均超过阈值时，即两个输出电压的检测信号V_P_detect和V_N_detect均翻转时，才会停止充电。这种做法的缺点是，两路充电通路会有不平衡，因此一定会有一路是过充电的，在极限情况下，输出电压会充到非常高，对整个芯片会有损伤，甚至会引起安全性问题。

本发明通过对正负输出进行电压阈值检测的同时，通过正电压过载比较器4和负电压过载比较器5，实现对两路输出电压的峰值电压的限压设计。当V_P超过给定的峰值电压时，正电压过载比较器4输出OVER_V_N信号通知控制电路1关断S2，停止对V_P的充电，此时不影响对V_N的充电；同样当V_N低于给定的峰值电压时，负电压过载比较器5输出OVER关断S8，停止对V_N的充电，但是不影响对V_P的充电。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这仅是举例说明，本发明的保护范围是由所附权利要求书限定的。本领域的技术人员在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，但这些变更和修改均落入本发明的保护范围。