一种核磁共振信号接收机及核磁共振设备的制作方法

本发明涉及医疗设备技术领域，尤其涉及一种核磁共振信号接收机及核磁共振设备。

背景技术：

磁共振成像信号来源于接收机采集到的调制在拉莫进动频率上的窄带射频信号，接收机采集到的射频信号经过接收机处理，填充到数字点阵，简称k空间，k空间是带有空间定位编码信息的磁共振原始数字数据填充空间，k空间数据与磁共振信号在空间定位息息相关。磁共振信号在k空间中央较强，外围较弱，，信号幅值动态范围很大。而且，不同序列信号幅值差距也很大，这就要求核磁共振信号接收机(以下简称接收机)的动态范围较大。接收机的动态范围是指接收信号峰值强度与接收机总噪声的比值。

因此，为了提高接收机接收的核磁共振信号的动态范围，主要有两个途径：提高接收小信号的幅值的强度，或者降低接收机的总噪声水平。其中，小信号是指幅值较小的核磁共振信号。

但是，提高接收小信号的幅值的强度主要是通过对接收机采集到的幅值较小的核磁共振信号进行放大，但小信号进行较大增益时，虽然充分利用了模数转换器的量化范围，但是交调分量也会以2倍信号增益以上的增益进行抬高，实际信号的动态范围提高得很有限。

技术实现要素：

为了解决现有技术中存在以上技术问题，本发明提供一种核磁共振信号接收机及核磁共振设备，能够有效提高接收机接收的核磁共振信号的动态范围。

本发明实施例提供一种核磁共振信号接收机，包括：模拟抗混叠滤波器、模数转换器、模拟抗混叠滤波器补偿模块、正交检波器和可配置双架构数字下变频处理器；

所述模拟抗混叠滤波器，用于对接收的核磁共振信号进行滤波，将滤波后的信号发送给所述模数转换器；

所述模数转换器，用于将所述滤波后的信号转换为数字信号；

所述模拟抗混叠滤波器补偿模块，用于对所述模拟抗混叠滤波器进行补偿，所述模拟抗混叠滤波器补偿模块的频响特性是所述模拟抗混叠滤波器的频响特性的倒数；

所述正交检波器，用于将所述模拟抗混叠滤波器补偿模块输出的实数信号转换为正交的实部数据和虚部数据；

所述可配置双架构数字下变频处理器，用于将正交的实部数据和虚部数据进行数据抽取和滤波，将抽取和滤波后的数据发送给核磁共振扫描设备的控制单元，其中滤波对应至少两组频响特性。

优选地，所述可配置双架构数字下变频处理器包括：积分梳状滤波器、动态配置模块、群延时控制器和至少以下两个补偿滤波器：第一补偿滤波器和第二补偿滤波器；

所述积分梳状滤波器，用于对所述正交的实部数据和虚部数据进行数据抽取；

所述动态配置模块，用于接收上位机的参数配置指令，根据所述参数配置指令为所述第一补偿滤波器和第二补偿滤波器进行参数配置；

所述第一补偿滤波器对应第一组系数表，所述第一组系数表对应第一组频响特性；

所述第二补偿滤波器对应第二组系数表，所述第二组系数表对应第二组频响特性；

所述群延时控制器，用于补偿所述第一组系数表和第二组系数表造成的延迟。

优选地，所述可配置双架构数字下变频处理器包括：积分梳状滤波器、动态配置模块、群延时控制器和补偿滤波器；

所述积分梳状滤波器，用于对所述正交的实部数据和虚部数据进行数据抽取；

所述补偿滤波器对应至少两组系数表，不同组系数表对应不同的频响特性，每个频响特性对应的补偿滤波器的带宽不同；

所述动态配置模块，用于接收上位机的参数配置指令，根据所述参数配置指令为所述补偿滤波器选择对应的系数表；

所述群延时控制器，用于补偿不同的系数表造成的延迟。

优选地，还包括：时钟模块；

所述时钟模块，用于为所述模数转换器提供参考时钟；

所述时钟模块包括第一锁相环和第二锁相环；

所述第一锁相环，用于对核磁共振控制设备发送的同步时钟信号进行第一级锁相去抖；

所述第二锁相环，用于对所述第一锁相环输出的时钟信号进行第二级锁相去抖，将去抖后的时钟信号提供给所述模数转换器。

优选地，还包括：可编程增益调节器；

所述可编程增益调节器，用于将所述模拟抗混叠滤波器输出的滤波后的信号进行放大或缩小调节，以符合所述模数转换器的量程。

优选地，所述可配置双架构数字下变频处理器还包括：逻辑开关单元；

所述逻辑开关单元，用于将所述积分梳状滤波器与所述第一补偿滤波器接通或将所述积分梳状滤波器与所述第二补偿滤波器接通。

优选地，还包括：模数转换器驱动器；

所述模数转换器驱动器，用于将输入模数转换器的信号由单端信号转换为差分信号。

优选地，还包括：光纤传输模块或li-fi传输模块，用于将所述可配置双架构数字下变频处理器输出的信号传输给核磁共振扫描设备的控制单元。

本发明实施例还提供一种核磁共振扫描设备，包括所述的核磁共振信号接收机，还包括：局部线圈和控制单元；

所述局部线圈包括：至少一个rf线圈，每个rf线圈包括rf线圈元件，每个rf线圈元件对应一个前置放大器；

所述控制单元，用于控制所述接收机接收所述rf线圈发射的信号，并接收接收机处理的信号进行成像。

与现有技术相比，本发明至少具有以下优点：

在数字域设置了模拟抗混叠滤波器补偿模块，可以对模拟域的模拟抗混叠滤波器的频响特性进行补偿，使补偿后的频响特性曲线变得平坦。另外，还提供了可配置双架构ddc，该可配置双架构ddc可以配置多个带宽。从而根据不同的应用场景选择不同的带宽，来满足核磁共振成像的要求。本发明提供的模拟抗混叠滤波器可以有效抑制带外噪声，而模拟抗混叠滤波器补偿模块可以有效抑制带内噪声。因此，本实施例提供的接收机对于带内和带外的噪声都得到了抑制，增加了接收核磁共振信号的动态范围。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明提供的核磁共振信号接收机实施例一示意图；

图2为本发明提供的模拟抗混叠滤波器的通带部分的频响特性曲线图；

图3为本发明提供的模拟抗混叠滤波器补偿模块的通带部分的频响特性曲线图；

图4为本发明提供的可配置双架构数字下变频处理器一种实施例的示意图；

图5为本发明提供的可配置双架构数字下变频处理器又一实施例的示意图；

图6为本发明提供的时钟模块示意图；

图7为本发明提供的核磁共振信号接收机实施例二示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，该图为本发明提供的核磁共振信号接收机实施例一示意图。

本实施例提供的核磁共振信号接收机，包括：模拟抗混叠滤波器101、模数转换器102、模拟抗混叠滤波器补偿模块103、正交检波器104和可配置双架构数字下变频处理器105；

接收机接收链路的整体噪声系数要控制在小于0.55db的范围内。接收链路第一级为接收线圈，其内部的前置放大器对整个接收链路的噪声系数起支配作用，将线圈内部的前置放大器设计为低噪声放大器。从而使噪声系数低于0.5db，增益为27db，输入阻抗小于2欧姆。图1中未画出前置放大器。

所述模拟抗混叠滤波器101，用于对接收的核磁共振信号进行滤波，将滤波后的信号发送给所述模数转换器102；

所述模数转换器102，用于将所述滤波后的信号转换为数字信号；

为了降低模数转换器的满偏幅值，提升模数转换器的可量化范围。可以优先选择满偏幅值为1.5vpp的模数转换器，有效转换位数达到14位以上，该模数转换器能够识别91.5微伏以上的信号。模数转换器的数据转换率为80mhz以上，对磁共振的射频信号实现带宽信号的过采样。

所述模拟抗混叠滤波器补偿模块103，用于对所述模拟抗混叠滤波器进行补偿，所述模拟抗混叠滤波器补偿模块的频响特性是所述模拟抗混叠滤波器的频响特性的倒数；

模拟抗混叠滤波器101的通带指标设计为1mhz，为了提高模拟信号的动态范围，需要对带外噪声的抑制达到80db以上。但是在实现带外噪声80db以上抑制的同时，在1mhz通带内幅频特性存在超过1db的波动，这种带内波动会导致带内严重的非线性，引起接收机信号失真，通带内的平坦度不是很理想。因此，根据模拟抗混叠滤波器101在带内1mhz的幅频特性曲线，本实施例中，还在数字域第一级增加了模拟抗混叠滤波器补偿模块103。以实现带内具有较高平坦度。带内较高的平坦度可以抑制带内的噪声，并且增加带内的动态范围。图1中模数转换器102之前的都属于模拟域，模数转换器102之后的都属于数字域。

对于模拟抗混叠滤波器补偿模块103，其实现的主体是一个补偿滤波器，其频响特性是被补偿的模拟抗混叠滤波器的频响特性的倒数，如图3所示。利用图3补偿图2，可以使补偿后的曲线变得较平坦。

由于模拟抗混叠滤波器的频响表达式无法得知，因此需要利用拟合的方法求出一个逼近的“最优表达式”，例如拟合的方法可以采用最小二乘法，按偏差平方和最小的原则选取拟合曲线，可以使用多项式拟合来表示模拟抗混叠滤波器在带内的频响特性曲线，其中的多项式拟合可以采用二项式，如图3所示。

在设计模拟抗混叠滤波器时考虑到后续模拟抗混叠滤波器补偿模块103的设计，所以将频响特性曲线设计成圆弧状，这样在设计模拟抗混叠滤波器补偿模块103时可以用较小的阶数实现。

图2是模拟抗混叠滤波器的通带部分的频响特性曲线图，提取图2中频响特性曲线的若干点，即可进行多项式拟合，得到拟合函数。对拟合函数取倒数便可以获得模拟抗混叠滤波器补偿模块103的频响特性，利用模拟抗混叠滤波器补偿模块103的频响特性，进而获得其滤波器的系数，即可利用数字信号处理芯片完成补偿滤波处理。

所述正交检波器104，用于将所述模拟抗混叠滤波器补偿模块输出的实数信号转换为正交的实部数据和虚部数据；

本实施例中将正交检波器104设置在数字域。由于模拟正交检波器存在以下两个问题:

第一，实部数据和虚部数据不平衡的问题，将导致图像出现正交伪影；

第二，本振泄露。本振会泄漏到射频线圈上，产生严重的交叉调制问题，出现额外的频率分量，干扰正常信号的频谱，从而降低磁共振接收信号的动态范围。

而本实施例中的正交检波器104设置在数字域的第二级，即模拟抗混叠滤波器补偿模块之后。数字域的正交检波器可以避免以上模拟正交检波器存在的问题。

所述可配置双架构数字下变频处理器(ddc，digitaldownconverter)105，用于将正交的实部数据和虚部数据进行数据抽取和滤波，将抽取和滤波后的数据发送给核磁共振扫描设备的控制单元，其中滤波对应至少两组频响特性。

可以理解的是，可配置双架构ddc对带外的噪声具有抑制作用。

本实施例中提供的可配置双架构ddc105配置了多个带宽，实际应用中可以根据不同的需要选择对应的带宽，而不是仅有一个带宽。例如，有的带宽较宽，有的带宽较窄。例如，当带宽大于27.5khz时，带宽属于较宽；当带宽小于27.5khz时，带宽属于较窄。

本实施例提供的核磁共振信号接收机，在数字域设置了模拟抗混叠滤波器补偿模块103，可以对模拟域的模拟抗混叠滤波器的频响特性进行补偿，使补偿后的频响特性曲线变得平坦。另外，还提供了可配置双架构ddc105，该可配置双架构ddc105可以配置多个带宽。从而根据不同的应用场景选择不同的带宽，来满足核磁共振成像的要求。本发明提供的模拟抗混叠滤波器可以有效抑制带外噪声，而模拟抗混叠滤波器补偿模块可以有效抑制带内噪声。因此，本实施例提供的接收机对于带内和带外的噪声都得到了抑制，增加了接收核磁共振信号的动态范围。

参见图4，该图为本发明提供的可配置双架构数字下变频处理器一种实施例的示意图。

本实施例提供的可配置双架构数字下变频处理器，包括：积分梳状滤波器105a、动态配置模块105b、群延时控制器105c和至少以下两个补偿滤波器：第一补偿滤波器105d和第二补偿滤波器105e；

需要说明的是，根据图像带宽的不同需求，本实施例提供的可配置双架构ddc配置了多个带宽，以适应图像对于不同带宽的要求。本实施例提供的可配置双架构ddc通过设置多个补偿滤波器来实现多带宽，每个补偿滤波器对应一种带宽。可以理解的是，可配置双架构ddc可以通过可编程逻辑控制门阵列fpga来实现。

所述积分梳状滤波器105a，用于对所述正交的实部数据和虚部数据进行数据抽取；

所述动态配置模块105b，用于接收上位机的参数配置指令，根据所述参数配置指令为所述第一补偿滤波器105d和第二补偿滤波器105e进行参数配置；

可以理解的是，上位机发送的参数配置指令用于为第一补偿滤波器105d和第二补偿滤波器105e配置频响特性，即选择带宽。

所述第一补偿滤波器105d对应第一组系数表，所述第一组系数表对应第一组频响特性；

所述第二补偿滤波器105e对应第二组系数表，所述第二组系数表对应第二组频响特性；

可以理解的是，第一组频响特性对应至少两个频响特性，第二组频响特性对应至少两个频响特性。

需要说明的是，本实施例中之所以设置两个补偿滤波器，是因为在大部分应用场合，一般需要两种常见的抽取率范围，因此将这两种常见的抽取率范围分别对应两个补偿滤波器，这样实际应用中可以直接选择第一补偿滤波器或第二补偿滤波器，而不必通过上位机来配置，节省配置的时间，从而提高扫描速度，缩短成像的时间。由于有些场合对于成像的时间要求很高。

另外，在某些扫描情况下，发现图像质量较差，本实施例还可以通过上位机配置补偿滤波器的系数表，通过改变补偿滤波器的频响特性，即加大阶数且改变阻带抑制比来使滤波效果增强，改善信噪比，加大接收机接收信号的动态范围，使图像质量更好。具体地，可以通过动态配置模块动态配置多个参数(包括：抽取率，阶数，甚至补偿滤波器的整体系数)，使得滤波器的频响特性可任意改变(阻带抑制比，通带纹波，通带带宽的宽窄等)。因此，本发明提供的可配置双架构ddc的调节配置比现有技术中的单一架构的ddc更灵活，而且成像效果好，速度快。

需要说明的是，系数表中保存补偿滤波器的参数，这些参数决定了补偿滤波器对应的带宽。

所述第一补偿滤波器105d的带宽比所述第二补偿滤波器105e的带宽窄；

所述群延时控制器105c，用于补偿所述第一组系数表和第二组系数表造成的延迟。

需要说明的是，补偿滤波器的系数表中的不同阶数对应的群延迟是不同的，例如有的延迟长，有的延迟短，可以以延迟长的为基准，将延迟短的按照延迟长的时间进行补齐。即群延时控制器105c的作用是针对同一扫描序列，在抽取率一定的前提下，将补偿滤波器被动态配置为不同阶数造成的延时差异进行补齐。例如，补偿滤波器的参数个数少的，对应的群延时值比较小。相反地，补偿滤波器的参数个数多的，对应的群延时值比较大。有的快速扫描序列成像，对成像速度要求很高，带宽大，要求接收机的群延时较小，不需要动态调整补偿滤波器阶数，就不会造成接收机群延时差异，此时可以对群延时控制器105c旁路。

可以理解的是，本实施例中是以两个补偿滤波器为例进行的说明，也可以包括更多个补偿滤波器，例如三个或四个，这样可以对应更多的带宽。下面结合公式说明不同带宽可以对应不同的图像需求。

另外，动态配置模块105b可以设置一个，也可以设置两个，当设置一个时，该动态配置模块105b既为第一补偿滤波器105d配置参数表，又为第二补偿滤波器105e配置参数表。当设置两个动态配置模块105b时，每个补偿滤波器对应一个动态配置模块。

所述积分梳状滤波器105a的抽取率r可以由以下公式(1)获得：

其中，r为抽取率，c为预设常数，fs为采样频率，b为带宽。

预设常数c在大抽取率时(例如大于100)可以设为0.06875，小抽取率时(例如小于100)可以设为0.1238。

带宽b可以由以下公式(2)获得：

b＝γ×gx×(fov)x(2)

其中，γ为旋磁比，定义为原子在磁场中进行拉莫尔进动时的角频率与磁感应强度之比，单位为rad/(st)。

gx为x方向梯度强度。

成像的视野(fov，fieldofview)是图像区域在频率编码方向和相位编码方向的实际尺寸，fov＝采集阵列大小×像素大小。

从公式(2)可以看出，成像的视野不同时，对应的带宽不同，因此为了满足成像的要求，可以设置不同的带宽。而本实施例中设置了两个补偿滤波器，对应两个不同的带宽。

对于工作在连续采样模式下的快速序列，磁共振系统成像对fov要求比较大，由公式2可知，这类序列对带宽要求较宽，一般在50khz以上，且对阻带抑制比要求不是很高。

对某单一的扫描序列，抽取率可能一定，但需要根据图像质量动态调整滤波器的通带带宽宽度和频响特性的阻带抑制比，就需要上位机根据公式(1)中的c和系数表阶数获得动态更新的系数表，这种情况以耗费一定的系数动态配置时间来获得高的图像动态范围。这种情况下，同一个序列可能动态配置为不同阶数的系数表，造成接收机群延时的差异就需要群延时控制器105c对不同延时进行补偿。

由公式(1)和(2)可知，传统的接收机提供单一的ddc不能很好的适应不同序列的成像需求，所以本实施例提供的可配置双架构ddc，可以根据不同的序列，提供两种补偿滤波器。对于带宽要求窄，动态范围要求较高的序列使用高阶的补偿滤波器；对于带宽较大，动态范围要求不是很高的序列，可使用低阶的补偿滤波器，这样有利于减小系统的群延时。

可以理解的是，图4提供的可配置双架构数字下变频处理器通过设置至少两个补偿滤波器对应至少两个带宽，以满足成像对于不同带宽的需求。另外，也可以通过设置一个补偿滤波器，而这个补偿滤波器对应多组系数表，每组系数表对应一个带宽，从而也可以实现成像对于不同带宽的需求。参见图5，该图为本发明提供的可配置双架构数字下变频处理器又一实施例的示意图。

所述可配置双架构数字下变频处理器包括：积分梳状滤波器105a、动态配置模块105b、群延时控制器105c和补偿滤波器105f；

所述积分梳状滤波器，用于对所述正交的实部数据和虚部数据进行数据抽取；

所述补偿滤波器对应至少两组系数表，不同组系数表对应不同的频响特性，每个频响特性对应的补偿滤波器的带宽不同；

所述动态配置模块，用于接收上位机的参数配置指令，根据所述参数配置指令为所述补偿滤波器选择对应的系数表；

所述群延时控制器，用于补偿不同的系数表造成的延迟。

需要说明的是，对应多个带宽的两种可配置双架构数字下变频处理器均可以通过fpga来实现。

另外，本发明为了降低供给模数转换器的时钟信号的总体抖动，提供了双级锁相环结构。下面结合附图对时钟模块进行详细的介绍。

参见图6，该图为本发明提供的时钟模块示意图。

本实施例提供的核磁共振信号接收机，还包括：时钟模块106；

所述时钟模块，用于为所述模数转换器提供参考时钟；

所述时钟模块包括第一锁相环106a和第二锁相环106b；

所述第一锁相环106a，用于对核磁共振控制设备发送的同步时钟信号进行第一级锁相去抖；

所述第二锁相环106b，用于对所述第一锁相环输出的时钟信号进行第二级锁相去抖，将去抖后的时钟信号提供给所述模数转换器。

将锁相环外置的压控振荡器的总体抖动控制在120飞秒以内。时钟模块输出给模数转换器的时钟低于180飞秒，使模数转换器的信噪比在78db以上，动态范围达到156db/hz。

参见图7，该图为本发明提供的核磁共振信号接收机实施例二示意图。

本实施例提供的核磁共振信号接收机还包括：可编程增益调节器107；

所述可编程增益调节器，用于将所述模拟抗混叠滤波器输出的滤波后的信号进行放大或缩小调节，以符合所述模数转换器的量程。

另外，核磁共振信号接收机还包括：模数转换器驱动器108；

所述模数转换器驱动器108，用于将输入模数转换器的信号由单端信号转换为差分信号。并且模数转换器驱动器108还可以进行前后级的阻抗匹配。

核磁共振信号接收机还包括：光纤传输模块或li-fi传输模块109，用于将所述可配置双架构数字下变频处理器输出的信号传输给核磁共振扫描设备的控制单元。

可以理解的是，光纤传输模块是有线传输媒介，而li-fi是无线传输媒介。

另外本实施例中，所述可配置双架构数字下变频处理器还包括：逻辑开关单元；

所述逻辑开关单元，用于将所述积分梳状滤波器与所述第一补偿滤波器接通或将所述积分梳状滤波器与所述第二补偿滤波器接通。

即逻辑开关单元就是多路开关，当包括两个补偿滤波器时，该逻辑开关单元为两个开关即可。选择第一补偿滤波器工作时，将积分梳状滤波器与第一补偿滤波器接通。当选择第二补偿滤波器工作时，将积分梳状滤波器与第二补偿滤波器接通。这样通过逻辑开关单元直接选择对应的补偿滤波器工作，从而选择对应需要的带宽，不必通过上位机进行参数配置便可以有两种带宽可供使用，速度比较快，节省了配置的时间。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。