X波段低相位噪声导航调频连续波雷达发射系统的制作方法

本发明属于导航雷达发射系统技术领域，尤其是涉及船用X波段导航调频连续波雷达发射系统。

背景技术：

船用导航雷达主要用于海上目标的探测与跟踪，辅助船舶导航避碰，保障航行安全。

传统的船用导航雷达基于非相参脉冲磁控管体制，但受到其体制本身的限制，存在以下几点局限性：1、磁控管一般需要3分钟的预热时间，无法直接使用；2、磁控管雷达的距离分辨率受到调制脉冲宽度的限制，远距离时，距离分辨率较差；3、由于磁控管漏脉冲的影响，最小作用距离受到限制；4、磁控管需要高压调制，降低了整个雷达的可靠性；5、磁控管使用一段时间后需要更换，增加了维护的成本。

随着科技的发展，已采用线性调频技术的固态导航雷达，其优点是使用固态器件，可靠性好，无需预热时间，距离分辨力好，最小作用距离小，发射功率小，对人体无辐射伤害，价格低廉等优点，但是，由于线性调频连续波雷达采用固态振荡器产生发射的线性调频信号，发射信号和接收到的回波信号相参混频后会直接产生最终的低频信号，而雷达发射系统的相位噪声则会直接影响到雷达系统对小目标的探测能力，这是一项尚未解决的问题，所以如何降低整个发射系统的相位噪声，是这个领域的研究重点和亟待解决的课题。

技术实现要素：

本发明的目的是，克服现有技术的X波段低相位噪声导航调频连续波雷达发射系统存在的相位噪声直接影响到雷达系统对小目标的探测能力以及价格高昂的缺陷，提供一种能够降低设计制造成本，优化噪声系数的X波段低相位噪声导航调频连续波雷达发射系统。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

一种X波段低相位噪声导航调频连续波雷达发射系统，其特征是，系统主要由线性调频模块、混频式锁相环模块、高稳定本振模块和倍频功率放大模块组成；线性调频模块包括第一振荡器、DDS(直接数字合成器)、第一带通滤波器和微处理器，DDS的输入端连接第一振荡器，DDS的输出端连接第一带通滤波器，DDS由与其电连接的微处理器控制；混频式锁相环模块由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器、混频器和第二带通滤波器依次连接成闭环所组成，鉴相器与所述线性调频模块的第一带通滤波器的输出端连接；高稳定本振模块由第二振荡器和第一倍频器连接组成，第一倍频器的输出端与混频式锁相环模块的混频器连接；倍频功率放大模块主要由第二倍频器、射频滤波器和功率放大器依次连接组成，第二倍频器的输入端与混频式锁相环模块的压控振荡器的另一输出端连接，功率放大器输出X波段线性调频信号。

由线性调频模块的第一振动源输出信号至DDS，第一振荡器作为DDS的参考时钟。DDS由微处理器控制，可以直接产生线性调频信号，其调制线性度好，相位噪声小；DDS输出的线性调频信号经第一带通滤波器滤波，而后该线性调频信号进入混频式锁相环模块的鉴频器和环路滤波器再输入压控振荡器，压控振荡器有两路输出，其中一路输送至系统的倍频功率放大模块，另一路加入反馈信号传输至混频器；与此同时，由高稳定本振模块的第二振荡器发生相对更低频率的本振信号，经高稳定本振模块的第一倍频器倍频后输入到混频式锁相环模块的混频器，与来自压控振荡器输出的所述另一路信号混频后产生中频信号，该中频信号通过第二带通滤波器后作为反馈信号同样进入鉴相器形成闭环锁相；当混频式锁相环相位锁定后，所述反馈信号会和线性调频模块的输出参考信号的相位保持一致。混频式锁相环模块输出信号由压控振荡器传输至倍频功率放大模块的第二倍频器，第二倍频器输出的信号经射频滤波器滤波后再经功率放大器放大，最终输出X波段线性调频信号。

本发明的技术要点是采用工作在比X波段更低频率的锁相环(PLL)设计，再使用倍频方式，把信号变频到X波段，这样做虽然略为增加了一些系统复杂度，但能较大的降低系统设计和制造的成本以及较大的优化噪声系数。

优选方案，第一振荡器采用声表面波振荡器，第一振荡器作为DDS的参考时钟,其工作频率在868MHz；混频式锁相环模块的频率锁定在4.3GHz左右。

本设计采用4.3GHz左右的混频式锁相环模块设计，相比于X波段频率规定在8-12GHz，该频率低于X波段的频率，即可采用价格较为低廉的压控振荡器和混频器，可较大地节约设计制造成本。由混频式锁相环模块输出的线性调频信号，进入倍频功率放大模块，经过倍频后，变化到X波段射频。

现有技术是直接产生X波段，其结构的成本高，尤其是由于在锁相环闭环回路中使用了N倍分频器，最终在环路滤波器带宽内信号的相位噪声会在DDS参考信号相位噪声的基础上恶化20log(N)dB，而本发明避免了此项不足。

优选方案，DDS选用ADI公司的AD9957芯片，在AD9557输出口连接一个8阶、通带内1dB纹波起伏的Chebishev(车比雪夫)带通滤波器。

在AD9557输出后设计一个8阶、通带内1dB文波起伏的Chebishev带通滤波器，可以得到高质量的中频线性调频信号。

优选方案，鉴相器采用ADI公司的ADF4002芯片，ADF4002由一个低噪声数字鉴相器，一个精准的电流泵，一个可编程的N倍分频器和一个14位的参考计数器组成。

压控振荡器选用的是Mini Circuits公司的ROS_4725_119，其性能优良，非谐波杂散抑制度可达到90dBc。

优选方案，环路滤波器采用一个3阶无源环路滤波器，环路滤波器带宽为15MHz。

优选方案，压控振荡器的输出口连接了一个采用英飞凌公司BFP640三极管实现的线性放大器。

这不仅用来放大压控振荡器的输出功率，更重要的是减小压控振荡器的牵引效应，提高压控振荡器输出的频率稳定性。

优选方案，高稳定本振模块设计是基于一个高稳定的声表面波振荡器，然后再把振荡器的输出频率5倍频后输出，该5倍频输出的信号和压控振荡器输出的信号在混频器混频后生成中频反馈信号，再把中频反馈信号通过第二带通滤波后，抑制基波和其他不用的谐波分量，只保留5次谐波分量。

声表面波振荡器同样采用colpitts结构配合声表面波谐振体实现，为了更好的提高声表面波振荡器的相位噪声性能，表面波谐振体选用RFM公司的RO3164D-3。

优选方案，第二倍频器采用英飞凌BFP640三极管，其被偏置在B类放大区，利用放大器的非线性，把压控振荡器的输出频率倍频到X波段；在其输出端连接有4阶的巴特沃斯带通滤波器。

本发明的有益效果是：

1、规避了现有技术的锁相环闭环回路中的N分频器，从而提高了整个系统的20log(N)dB的相位噪声性能；

2、采用工作在更低频率的PLL设计，再使用倍频方式，把信号变频到X波段的技术方案，很好的降低了系统设计成本；

3、避免了现有技术的通过电压直接控制X波段的压控振荡器产生线性调频信号而产生的线性调频信号的调制线性度不好的缺陷，尤其是克服了通过DDS、混频器和振荡器产生X波段调频信号存在的相位噪声和高成本的不足；

4、相位噪声性能，提高了雷达系统对小目标的探测能力；

5、在AD9557输出后设计一个8阶、通带内1dB纹波起伏的Chebishev带通滤波器，提高了带外的抑制度非谐波杂散抑制度可达到90dBc。

6、压控振荡器的输出端连接了一个采用英飞凌公司BFP640三极管实现的线性放大器，这不仅用来放大压控振荡器的输出功率，更重要的是减小压控振荡器的牵引效应，提高压控振荡器输出的频率稳定性。

7、采用一个3阶无源环路滤波器，克服了低带宽的环路滤波器降低锁相环锁定时间的不足，环路滤波器带宽为15MHz。

附图说明

图1是本发明的一种实施例的结构方框示意图；

图2是现有技术电压控制压控振荡器产生X波段调频信号的方框示意图；

图3是现有技术直接通过DDS、混频器和振荡器产生X波段调频信号方框示意图；

图4是现有技术一种通过DDS和N倍锁相环产生X波段调频信号方框示意图；

图5为本发明一种实施例的X波段低相位噪声船用导航调频连续波雷达发射系统发射线性调频信号频率的实测示意图。

图中，线性调频模块1；第一振荡器11；DDS12；第一带通滤波器13；微处理器14；混频式锁相环模块2；鉴相器21；环路滤波器22；压控振荡器23；混频器24；第二带通滤波器25；高稳定本振模块3；第二振荡器31；第一倍频器32；倍频功率放大模块4；第二倍频器41；射频滤波器42；功率放大器43。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例：如图1所示，一种X波段低相位噪声导航调频连续波雷达发射系统，系统主要由线性调频模块1、混频式锁相环模块2、高稳定本振模块3和倍频功率放大模块4组成；线性调频模块1包括第一振荡器11、DDS(直接数字合成器)12、第一带通滤波器13和微处理器14，DDS12的输入端连接第一振荡器11，DDS12的输出端连接第一带通滤波器13，DDS12由与其电连接的微处理器14控制；混频式锁相环模块2由鉴相器21、环路滤波器22、压控振荡器23、混频器24和第二带通滤波器25依次连接成闭环所组成，鉴相器21与所述线性调频模块1的第一带通滤波器13的输出端连接；高稳定本振模块3由第二振荡器31和第一倍频器32连接组成，第一倍频器32的输出端与混频式锁相环模块2的混频器24连接；倍频功率放大模块4主要由第二倍频器41、射频滤波器42和功率放大器43依次连接组成，第二倍频器41的输入端与混频式锁相环模块2的压控振荡器23的另一输出端连接，功率放大器43输出X波段线性调频信号。

在线性调频模块1中，由于DDS12参考时钟的相位噪声会直接影响到DDS12产生的频率信号的相位噪声，所以在线性调频模块1中的第一振荡器11基于colpitts结构配合声表面波谐振体实现，声表面波谐振体采用RFM公司的RO3164D-3，其谐振频率为868.35MHz。第一振荡器11产生稳定的868.35MHz振荡频率作为AD9957DDS12芯片的时钟参考。微处理器14采用ST公司的STM32F103作为微处理芯片，通过微处理器14数字控制AD9957产生中频线性调频信号，具体是通过串行接口控制AD9957芯片的CS、SCLK和SDI/O管脚，产生290MHz至310MHz，即中频为300MHz、带宽为20MHz的线性调频信号。再通过一个8阶的Chebishev第一带通滤波器13，第一带通滤波器13的带宽为20MHz，中心频率为300MHz，带内起伏为1dB，这样有效的滤除了DDS12数字信号合成所带来的带外杂散信号。由于8阶Chebishev带通滤波器采用集总参数设计，整个带内的衰减较大，而线性调频模块1最终输出到混频式锁相环模块2中的ADF4002鉴相器21作为参考信号，ADF4002对参考信号的输入幅度有一定的要求，所以在8阶Chebishev带通滤波器后，对所产生的线性调频信号进行了幅度放大。这里采用英飞凌公司的BFR193宽带低噪声三极管作为放大管，采用基于由两个低噪声三极管BFR193构成的沃尔漫电路作为低噪声放大电路，使用沃尔漫电路可以有效减少放大器输入端的输入电容显著增加的密勒效应，提高低噪声放大器的带宽。

本发明的技术方案避免了现有技术的通过电压直接控制X波段的压控振荡器产生线性调频信号而产生的线性调频信号的调制线性度不好的缺陷，参见图2、图3。

本发明的技术方案也克服了通过DDS、混频器和振荡器产生X波段调频信号存在的相位噪声和高成本的不足，参见图4。

线性调频信号经过放大后，进入混频式锁相环模块2的ADF4002鉴相器21的REFIN管脚。微处理器14也通过串行接口连接ADF4002鉴相器21的LE、CLK和DATA管脚，控制鉴相器21，设置环路分频N值为1。ADF4002鉴相器21的反馈回路管脚RFINA接收来自压控振荡器23和高稳定本振模块3的信号混频后所产生的闭环反馈回路信号。本设计所采用的混频式锁相环模块2在闭环回路上去除了传统锁相环的N倍分频器，采用和另一个本地振荡器F1混频的方式把压控振荡器Fvco的频率变频到中频信号频率Fvco-F1，由于混频器24会产生一些寄生频率杂散，所以混频后的信号再通过一个第二带通滤波器25后再进入鉴相器21进行相位比较，当锁相环锁定后，第一振荡器11的输出频率为Fvco＝F1+Fref。本设计的优点在于，Fvco的输出相位噪声不会被恶化20log(N)dB。这也就有效的提高了输出相位噪声性能。

本设计中鉴相器21采用ADI公司的ADF4002芯片，ADF4002由一个低噪声数字鉴相器，一个精准的电流泵，一个可编程的N倍分频器和一个14位的参考计数器组成。压控振荡器23选用的是Mini Circuits公司的ROS_4725_119。其性能优良，非谐波杂散抑制度可达到90dBc。

PLL设计中最重要的设计以及设计的难点在于环路滤波器22，环路滤波器22的性能对整个锁相环的输出频率锁定时间、信号频率杂散、相位噪声和稳定性有重要的影响。一个低带宽的环路滤波器22可以增强杂散和相位噪声的性能，但是会降低锁相环锁定的时间。本设计中采用一个3阶无源环路滤波器。环路滤波器带宽为15MHz。

压控振荡器23的输出后有连接了一个采用英飞凌公司BFP640三极管实现的线性放大器，这不仅用来放大压控振荡器的输出功率，同时更重要的是减小压控振荡器23的牵引效应，提高压控振荡器23输出的频率稳定性。

由于高稳定本振模块3的信号要和压控振荡器23输出的频率混频后产生进入鉴相器21的中频反馈信号，所以高稳定本振模块3的相位噪声性能直接会影响到中频反馈信号的相位噪声性能，针对这个缺陷，采用将高稳定本振模块3设计基于一个高稳定的声表面波振荡器，然后把第二振荡器31的输出频率5倍频后输出，再把输出频率通过第二带通滤波器25后，抑制基波和其他不用的谐波分量，只保留5次谐波分量，最后把5次谐波分量放大输出，如此可克服高稳定本振模块3的相位噪声对混频后的中频反馈信号的相位噪声性能影响。声表面波振荡器同样采用colpitts结构配合声表面波谐振体实现，为了更好的提高声表面波振荡器的相位噪声性能，表面波谐振体选用RFM公司的RO3164D-3。这个表面波谐振体的工作频率为868.35MHz，空载品质因素为24000，50欧姆有载品质因素为4000，频率温度系数仅为0.032ppm/摄氏度。5倍频器采用Agilent公司的MGA86563低噪声GaAs MMIC放大器实现，MGA86563的工作频率可以工作到6GHz，MGA86563被偏置在B类放大区，利用MGA86563的非线性，产生5次谐波分量，通过第二带通滤波器25滤波后，再利用英飞凌公司BFP640三极管(BFP640被偏置在A类线性放大区)，线性放大5次谐波频率分量，将868.35MHz经过5倍频后产生4.341GHz的信号。

倍频功率放大模块4主要由第二倍频器41、微带带通(射频)滤波器42和功率放大器43组成。第二倍频器41采用英飞凌BFP640三极管，其被偏置在B类放大区，利用放大器的非线性，把压控振荡器23的输出频率倍频到X波段，即中心频率为9.282GHz、带宽为40MHz的线性调频信号。由于第二倍频器会引入其他的谐波分量，所以在其输出设计了4阶的巴特沃斯带通滤波器，巴特沃斯滤波器带内平坦度好，这样不会对倍频后的线性调频信号的功率幅度产生影响，由于工作在X波段，这里采用微带线实现整个滤波器的设计。4阶的巴特沃斯带通滤波器的带宽为1.5GHz，插入损耗为0.5dB。信号通过射频滤波器42后，进入功率放大电路。为了节约设计成本，本设计并未使用昂贵的单芯片X波段功率放大芯片，而是采用串联和并联结合的方式，设计整个功率放大电路。功率放大器由2级串联放大驱动电路和1级并联放大电路组成。串联放大驱动电路的第1级由采用由BFP64三极管设计的放大电路，第2级由采用由NLB-400芯片设计的放大电路，然后信号通过微带功率分配电路分为两路，分别再进行功率放大，功率分配后的2路信号各自通过NLB-400芯片和BFP650三级管设计的功率放大电路串联放大，两路放大的信号再通过一个射频滤波器43对信号进一步滤波后，经微带功率合成电路进行功率合成并通过SMA接口输出。整个功率放大器的增益为21dB，最终输出信号的峰值功率为20dBm。

X波段低相位噪声船用导航调频连续波雷达发射系统设有两块电源模块，电源模块给各个模块提供所需的工作电压和电流。线性调频模块1通过SMA电缆连接到混频式锁相环模块2，高稳定本振模块3也通过SMA连接器连接到混频式锁相环模块2左侧，混频式锁相环模块2的输出再通过SMA连接器连接到倍频功率放大模块4，最后射频线性调频信号通过输出口输出。

图5为实际测量得到的X波段低相位噪声船用导航调频连续波雷达发射系统发射的线性调频信号频率示意图。由图可知，调频信号的中心频点为9.28GHz，带宽为40MHz，输出功率为19.24dBm。根据测量，当输出信号为9.28GHz时，频偏1kHz时的相位噪声仅为-115dBc/Hz。这个相位噪声的性能很好，完全能满足船用导航调频连续波雷达对相位噪声的需求。

本发明一种X波段低相位噪声导航调频连续波雷达发射系统，具有提高整个系统的相位噪声性能和降低系统设计成本等优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。