一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法与流程

本发明涉及外辐射源雷达信号处理技术领域，特别是涉及一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法。

背景技术：

如图1所示，外辐射源雷达(又称无源雷达)是一种自身不发射电磁波，而是利用第三方辐射源信号进行目标探测的双/多基地雷达系统。因发射信号未知，外辐射源雷达中常设置两类通道：参考通道和监测通道。其中参考通道用于收集发射信号，提纯所得参考信号用作参考和匹配样本；监测通道用于接收目标散射信号，通道输出称为监测信号(万显荣.基于低频段数字广播电视信号的外辐射源雷达发展现状与趋势[j].雷达学报,2012,1(2):109-123.)。

当前，随着数字广播(drm、dab、cdr等)、数字电视(dvb-t、dvb-t2、dtmb、cmmb等)以及数字通信网络(gsm、wifi、lte、gnss等)在全球兴起，基于传统模拟信号的外辐射源雷达逐渐向数字信号转换，基于数字信号的外辐射源雷达逐步成为近年新体制外辐射源雷达的研究热点。相对于传统模拟信号，新一代数字信号采用了一系列先进技术，大大提高了系统传输效率和可靠性。其中正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplex,ofdm)技术和单频网(singlefrequencynetwork,sfn)技术为其中两项关键技术。ofdm技术是一种无线环境下的多载波高效传输技术，如图2所示，频域ofdm符号由多个相互正交的子载波构成，每个子载波对应一个载波频率。ofdm信号具有频谱利用率高、抗多径衰落能力强等优点。sfn技术是指若干个发射站同时在同一频带上发射相同的无线信号，以实现对一定服务区域的可靠覆盖。相对于单发射站系统，多发射站的电磁环境更为复杂，除了反射、散射等造成的自然多径以外，不同地点的各发射机在同一频率上所发射的相同信号也会产生大量人工多径(yij,wanx,zhaoz,etal.experimentalresearchforcmmb-basedpassiveradarunderamultipathenvironment[j].ieeetransactionsonaerospace&electronicsystems,2014,50(1):70-85.)，另外，sfn中各发射站的异频、异步等也会对后续杂波抑制和目标检测产生影响。

在外辐射源雷达中，由于发射信号并非专为雷达探测设计，相干匹配后直达波和多径杂波的旁瓣掩盖目标，降低了目标探测灵敏度。传统杂波抑制方法中，通常假定相干积累时间内直达波和多径杂波是稳定的，即传播信道具备慢衰落特性。但在复杂探测环境中，传播信道可能处于动态变化状态，导致杂波特性随之变化，此时传统的杂波抑制方法不能有效抑制该类杂波，需寻求新的杂波抑制方法。

在外辐射源雷达中，复杂电波传播环境可能导致传播信道的跳变，该跳变进而引起监测通道信号中多径杂波特性的动态变化。在本发明中，将这种由传播信道跳变所产生的杂波定义为非平稳杂波。针对这类跳变型非平稳杂波，利用传统时域杂波抑制方法，如子带杂波抑制方法(yij,wanx,lid,etal.robustclutterrejectioninpassiveradarviageneralizedsubbandcancellation[j].ieeetransactionsonaerospace&electronicsystems,2018,54(4):1931-1946.)进行杂波抑制后，监测通道中存在较多杂波残留。而本发明借助于外辐射源雷达中辐射源信号的ofdm调制特性，通过识别信道的跳变时刻，将监测信号进行分段处理，能够在各段中有效抑制多径杂波。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明的目的是提供一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法。

为达到上述目的，本发明的技术方案为一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法，包括以下步骤，

步骤1，将监测信号按ofdm符号划分为多个时间单元进行信道估计；

步骤2，利用信道估计得到的频域信道响应值识别监测信号信道特性的跳变时刻并分段；

步骤3，分别对分段后的监测信号信道响应进行平滑处理，得到信道响应平滑值；

步骤4，用每段监测信号减去对应时间段参考信号与信道响应平滑值的乘积，得到杂波抑制后的监测信号。

而且，步骤1实现方式为，利用参考信号进行信号时间同步，得到ofdm符号起始位置；然后将监测信号按ofdm符号划分为多个时间单元，对监测信号的每个时间单元在频域进行信道估计。

而且，步骤2中，将监测通道信号的频域信道响应值表述为矩阵形式如下，

其中，hl表示第l个ofdm符号时间单元的频域信道响应，是第第l个ofdm符号时间单元中的第k个频点的信道响应值；l为一次信号处理中的总ofdm符号个数，l为ofdm符号序号；k表示频谱中的频点序号，k为每个ofdm符号时间单元的频域总频点数；

利用该信道响应值按以下步骤实现信道识别并对监测信号进行时间分段：

(1)求取矩阵每一列中信道响应幅值之和，记位得到行向量

(2)对微分，获取中相邻两元素之差，得到新的行向量

(3)对中的元素进行门限检测，绝对值超出门限的峰值所在位置为信道特性的跳变时刻，以此时刻对监测通道信号进行时间分段。

而且，步骤3中，对信道识别分段后的监测信号信道响应进行平滑处理，是求取每段监测信号的平均信道响应，

其中，p为信道识别分段后的时间段序号，m为该段监测信号所占据的ofdm符号时间单元个数，p1和pm分别为该时间段的起始与终止ofdm符号时间单元序号。

而且，步骤4中，用各时间段内每个ofdm符号时间单元的频域监测信号减去对应段的频域参考信号与信道响应平滑值的乘积，

其中，和分别为第l个ofdm符号时间单元的监测信号和参考信号的离散频谱，为第p段监测信号在第k个频点的信道响应平滑值，为杂波抑制后的频域监测信号，将经逆离散傅里叶变换得到杂波抑制后的时域监测信号。

对比于传统的时域杂波抑制方法，本发明方法通过获取每个ofdm符号的信道响应估计值来对传播信道进行识别与分段。针对不同的ofdm调制特性，存在不同的信道估计方法。目前，ofdm信号主要采用cp-ofdm和tds-ofdm两种调制模式。针对cp-ofdm符号(如cmmb、dvb-t)，利用每个ofdm符号中幅度和频率已知的导频信号进行时频二维插值，可以快速获取该符号时间单元的频域信道响应值(万显荣,岑博,易建新,等.中国移动多媒体广播外辐射源雷达参考信号获取方法研究[j].电子与信息学报,2012,34(2):338-343.)。而针对tds-ofdm符号(如dtmb)，由于其每个信号帧都由一已知的pn序列和ofdm数据体两部分组成，利用监测信号中的pn序列与本地pn序列进行信道估计，即可得到该符号时间单元的频域信道响应值(万显荣,唐慧,王俊芳，等.dtmb外辐射源雷达参考信号纯度对探测性能的影响分析[j].系统工程与电子技术,2013,35(4):725-729.)。

由于本发明将监测信道信号按ofdm符号分段，使得该方法具有并行化处理架构，适合于并行化实现，且相对于传统的时域杂波抑制方法，该方法操作简单，计算复杂度低，占用内存小。

附图说明

图1是现有技术中外辐射源雷达基本原理示意图。

图2是现有技术中ofdm符号频域调制特性示意图。

图3是本发明实施例的流程图。

图4是本发明实施例的信道识别处理方法流程图。

图5是本发明实施例的实验1中cmmb信号结构示意图。

图6是本发明实施例的实验1中信道跳变示意图。

图7是本发明实施例的实验1中信道识别微分检测结果。

图8是本发明实施例的实验2中dtmb信号结构示意图。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。事实上，本发明适用于任意ofdm体制的外辐射源雷达系统。

参见图3，本发明实施例提供一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法，包括以下步骤：

步骤1，将监测信号按ofdm符号划分为多个时间单元进行信道估计；

具体实施时，利用参考信号进行信号时间同步，得到ofdm符号起始位置；然后将监测信号按ofdm符号划分为多个时间单元，对监测信号的每个时间单元在频域进行信道估计。

步骤2，利用信道估计得到的频域信道响应值识别监测信号信道特性的跳变时刻并分段；

利用信道估计得到的频域信道响应值识别监测信号信道特性的跳变时刻并分段；此处将监测通道信号的频域信道响应值表述为矩阵形式，即

其中，hl表示第l个ofdm符号时间单元的频域信道响应，是第第l个ofdm符号时间单元中的第k个频点的信道响应值；l为一次信号处理中的总ofdm符号个数，l为ofdm符号序号；k表示频谱中的频点序号，k为每个ofdm符号时间单元的频域总频点数。

利用该信道响应值按如图4所示的步骤实现信道识别并对监测信号进行时间分段：

(1)求取矩阵每一列(与一个ofdm符号时间单元对应)中信道响应幅值之和，即得到行向量

(2)对微分，获取中相邻两元素之差，得到新的行向量

其中，δhl＝hl+1-hl，为信道响应幅值之和在第l个ofdm符号时间单元处的微分。

(3)对中的元素进行门限检测，绝对值超出门限的峰值所在位置即为信道特性的跳变时刻，以此时刻对监测通道信号进行时间分段。

具体实施时，可以预先设置门限，例如通过训练数据学习来获取，也可以通过选择对峰值乘以一个系数来获取门限，或者利用恒虚警检测技术来设置门限。用户可以根据需要进行设置。

步骤3，分别对分段后的监测信号信道响应进行平滑处理，得到信道响应平滑值；

实施例中，对信道识别分段后的监测信号信道响应进行平滑处理；求取每段监测信号的平均信道响应：

其中，p为信道识别分段后的时间段序号，m为该段监测信号所占据的ofdm符号时间单元个数，p1和pm分别为该时间段的起始与终止ofdm符号时间单元序号。

步骤4，用每段监测信号减去对应时间段参考信号与信道响应平滑值的乘积，得到杂波抑制后的监测信号。

最后利用每段监测信号减去对应时间段参考信号与信道响应平滑值的乘积，得到杂波抑制后的监测信号，具体方法是用各时间段内每个ofdm符号时间单元的频域监测信号减去对应段的频域参考信号与信道响应平滑值的乘积

式(3)表示第p段监测通道信号杂波抑制过程，其他各段同理操作。其中和分别为第l个ofdm符号时间单元的监测信号和参考信号的离散频谱(经离散傅里叶变换得到)，为第p段监测信号在第k个频点的信道响应平滑值(通过公式(2)计算得到)，为杂波抑制后的频域监测信号，将经逆离散傅里叶变换即可得到杂波抑制后的时域监测信号。

具体实施时，以上流程可采用软件技术实现自动运行。

本发明实施例的效果可通过以下仿真实验进行验证。

实验1

该实验1中，辐射源信号为中国移动多媒体广播信号(cmmb)，图5为cmmb信号结构。cmmb物理层信号1帧持续时间为1s，包含40个时隙(记为时隙0～时隙39)，每个时隙包含一个信标和53个ofdm符号(记为ofdm符号0～ofdm符号52)。

cmmb信号中ofdm符号时间单元按如下规则划分：利用参考信号进行信号时间同步，得到ofdm符号起始位置即时隙起点。将每个时隙去除信标并按ofdm符号划分为53个基本时间单元。

根据步骤1的的cp-ofdm符号信道估计结构，在每个ofdm符号时间单元中，利用ofdm符号中的导频信号进行时频二维插值得到该时间单元的频域信道响应。然后分别求取每个ofdm符号时间单元的频域信道响应幅值之和。然后利用前述的信道识别、分段平滑和杂波对消得到分段杂波抑制后的监测信号。

本实验中，仿真数据由32个时隙组成，包含1696个ofdm符号。将数据的中第400、第447、第1000和第1047个ofdm符号索引设置为信道的跳变时刻。图6给出了本实验的信道跳变特性。

通过对频域信道响应幅值之和做微分，得到如图7所示的信道响应幅值之和的微分可以看出，在经过微分操作后监测信号信道响应在跳变时刻形成明显的峰值，通过设置门限检测该峰值位置，即可得到跳变时刻的位置。通过门限检测得到的跳变时刻为400、第447、第1000和第1047个ofdm符号索引位置，与仿真参数一致。

根据实验所得子带杂波抑制后的距离多普勒谱，可以看出，在子带杂波抑制后，距离多普勒谱上零多普勒处的峰值被抑制，但由于非平稳杂波的存在，在谱上有明显的杂波残留，该残留峰值淹没了目标峰值，对后续的目标检测产生影响。、实验中，信道识别后，分段进行信道响应平滑处理及杂波抑制，得到抑制后距离多普勒谱，从谱上可以看出，由非平稳杂波所产生的残留峰值均被抑制，两仿真目标峰值凸显。

上述结果表明本发明所提出的基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法能够有效的抑制具有跳变特性的非平稳杂波。

实验2

本发明的效果可通过以下仿真实验进行验证。

该实验中，辐射源信号为数字电视地面广播信号(dtmb)，信号结构如图8所示。dtmb信号具有四层结构，从下到上依次为：信号帧、超帧、分帧和日帧。其中，信号帧是数据帧结构的基本单元，由帧头和帧体两部分组成，帧头为一已知pn序列，帧体为ofdm符号。一个控制帧(首帧)和相邻的224个信号帧组成一个超帧。一组超帧构成分帧，帧结构的顶层称为日帧。信号结构是周期的，并与自然时间保持同步。

dtmb信号中ofdm符号基本时间单元按如下规则划分：利用参考信号进行信号时间同步，得到信号帧的起始位置，将每个信号帧去除帧头部分得到ofdm符号基本时间单元。

根据背景技术所述中的tds-ofdm符号信道估计方法，在每个信号帧中，利用pn序列估计对应ofdm符号时间单元的频域信道响应值，然后分别求取每个ofdm符号时间单元的频域信道响应幅值之和。

类似实验1，后续进行同样的信道识别、信道分段平滑及杂波抑制，得到经分段杂波抑制后的监测信号。

应当理解的是，本说明书不仅针对辐射源为中国移动多媒体广播信号(cmmb)和数字电视地面广播信号(dtmb)，对任意ofdm体制的外辐射源雷达均有效。

应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。

应当理解的是，上述针对实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。