一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置及方法与流程

本发明属于集成电路设计领域，特别涉及一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置及方法。

背景技术：

在温度传感器中，需要将模拟温度信号转换成数字温度信号，在转换的过程中需要一个恒温基准信号。该基准信号通常是一个负温度系数的信号与一个正温度系数的信号叠加实现。在叠加的过程中，由于两个温度信号的温度系数绝对值并非相等，因此两者需要按一定的比例叠加，才能够得到零温度系数的基准电压。

通常情况下，信号的叠加是由放大器实现，由于电路实现时精度和面积的限制，信号叠加的比例关系具有很大的局限性，常见为整数和有限的小数。这样，电路中负温度系数的信号和正温度系数的信号之间的系数关系必须是信号放大的比例关系，而设计时为了凑这种比例关系，会增加设计复杂度，且有些时候会浪费一定的功耗或者面积，以达到所需的比例。

图1是温度传感器的结构示意图。

图中两个偏置电流ibias1和ibias2分别流过bipolar管q1和q2，其中q1产生一个温度信号vbe，该信号为q1的发射极与基极电压差；q1和q2两个bipolar的vbe差产生了另一个温度信号δvbe。

sigmadeltaadc负责对vbe和δvbe采样，并将采样得到的信号进行量化得到数字码流bs(bitstream)，数字码流经过降采样滤波器decimationfilter滤波后，得到量化后的温度信号。

sigmadeltaadc对温度信号进行采样后，会得到一个信号如下式所示，

该式中分子δvbe为温度信号，该信号与温度呈正比关系。分母vbe+δvbe则是一个随温度变化恒定的基准信号。

δvbe具有正温度系数，vbe具有负温度系数，由于两者温度系数绝对值不相等，所以直接相加后得到的电压温度系数不为0，因此需要将两者按比例相加，则得到下式，

式中α为δvbe的放大倍数。该放大倍数的实现是在adc的积分器中完成的。

图2为adc中的积分器。该积分器中，与放大器amp每个输入端连接的有n个采样电容ci,1，ci,2，…,ci,n,在每组输入输出之间有一个积分电容cs。

当采样δvbe时，选取m个采样电容(m小于等于n)进行采样，然后将m个电容上的电荷在积分周期叠加到积分电容上；当采样vbe时，选取n个采样电容(n小于等于n)进行采样，然后将n个电容上的电荷在积分周期叠加到积分电容上；则叠加到积分电容上的δvbe信号和vbe信号的比例为m：n，即对应式(2)中的放大系数α为

在图2对应的电路实现时，首先由于电容的匹配精度要求，电容的面积不能太小，太小会使得电容匹配性不好，从而导致放大误差增大；其次，由于面积要求，采样电容个数n不能去太大，太大会增加电路的面积；因此式(3)中m和n的选取具有局限性，即选取的种类有限，从而实现的放大系数α有限。

当α的选取有限制时，在设计δvbe和vbe时，两者的温度系数的比例需要与α相等，这样才能保证相加后的电压具有零温度系数的特性(这里忽略高阶温度特性)。

当δvbe和vbe的温度系数有限制时，为了设计两个信号的温度系数，需要按要求配置bipolar管的面积和电流，这会增加电路设计的复杂度，且有时会增加额外的面积和功耗。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置及方法，可以实现信号的任意小数倍放大，从而两个温度信号叠加的比例可以是任意值，这样在设计两个温度信号时，可以不要去凑出两个具有固定温度系数比例的信号，从而降低信号设计的复杂度，同时可以避免一些不必要的功耗和面积的浪费。除此之外，由于放大比例可以是任意的，因此可以用于修正生产时工艺产生的误差，从而为误差修正提供了极大的方便。

为了实现以上目的，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置，所述的温度传感器包括两个bipolar管、与两个bipolar管相连的adc，及输入端连接于adc的降采样滤波器，两个偏置电流ibias1和ibias2分别流到bipolar管q1和bipolar管q2上，产生两个温度信号vbe，vbe为bipolar管的发射极和基极之间的电压大小，两个vbe差产生另一温度信号δvbe，adc负责对vbe和δvbe进行采样，产生bs信号，并反馈控制输入端采样；bs信号经过降采样滤波器滤波后，最终产生量化的数字温度信号dout，其特点是，包括：

一调制器；

n个采样电容，其输入端连接于调制器，用于对所述的vbe和δvbe进行采样；

放大器，其输入端连接每个采样电容，用于对采样后的vbe和δvbe进行放大处理；

积分电容，其设置于放大器输入端与输出端之间，用于在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到积分电容上；

所述的调制器输出占空比不同的方波信号，控制所述采用电容开关，得到vbe和δvbe的任意比例关系。

选取n个采样电容对所述vbe进行采样，将n个采样电容上的电荷在积分周期内叠加到所述的积分电容。

当所述调制器输出为0时，选取m个采样电容对所述δvbe进行采样，当所述调制器输出为1时，选取m+1个采样电容对所述δvbe进行采样，并在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到所述的积分电容。

所述的调制器为脉宽调制器或sigmadelta调制器。

还包括：低通滤波器，其连接于放大器。

一种利用上述的可用于温度传感器的小数倍信号放大装置的方法，包括：

对所述的vbe和δvbe进行采样；

对采样后的vbe和δvbe进行放大处理；

在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到积分电容上；

调制器输出占空比不同的方波信号，控制所述采用电容开关，得到vbe和δvbe的任意比例关系。

进一步包括：

选取n个采样电容对所述vbe进行采样，将n个采样电容上的电荷在积分周期内叠加到所述的积分电容。

进一步包括：

当所述调制器输出为0时，选取m个采样电容对所述δvbe进行采样，当所述调制器输出为1时，选取m+1个采样电容对所述δvbe进行采样，并在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到所述的积分电容。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

本发明可以实现信号的任意小数倍放大，从而两个温度信号叠加的比例可以是任意值，这样在设计两个温度信号时，可以不要去凑出两个具有固定温度系数比例的信号，从而降低信号设计的复杂度，同时可以避免一些不必要的功耗和面积的浪费。除此之外，由于放大比例可以是任意的，因此可以用于修正生产时工艺产生的误差，从而为误差修正提供了极大的方便。

附图说明

图1为温度传感器架构示意图；

图2为adc中的积分器的示意图；

图3为本发明一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置的示意图；

图4为一8周期脉宽调制器输出示意图。

具体实施方式

以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。

图3为本发明一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置的示意图。如图3所示，一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置，所述的温度传感器包括两个bipolar管、与两个bipolar管相连的adc，及输入端连接于adc的降采样滤波器，两个偏置电流ibias1和ibias2分别流到bipolar管q1和bipolar管q2上，产生两个温度信号vbe，vbe为bipolar管的发射极和基极之间的电压大小，两个vbe差产生另一温度信号δvbe，adc负责对vbe和δvbe进行采样，产生bs信号，并反馈控制输入端采样；bs信号经过降采样滤波器滤波后，最终产生量化的数字温度信号dout，该放大装置包括：

一调制器；

n个采样电容，其输入端连接于调制器，用于对所述的vbe和δvbe进行采样；

放大器，其输入端连接每个采样电容，用于对采样后的vbe和δvbe进行放大处理；

积分电容，其设置于放大器输入端与输出端之间，用于在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到积分电容上；所述的调制器输出占空比不同的方波信号，控制所述采用电容开关，得到vbe和δvbe的任意比例关系。

假设整个采样过程中，δvbe的采样次数为nδvbe,在nδvbe个采样次数中，调制器为1的次数为n1,则nδvbe次采样过程中δvbe的等效采样大小为

从式(4)中可以看出，当调制器输出全为0时，整个过程采样的δvbe等效值即为m·δvbe；当调制器输出全为1时，整个过程采样的δvbe等效值为(m+1)·δvbe；当调制器输出为1的次数为0到nδvbe中间时，等效δvbe为m·δvbe到(m+1)·δvbe中间的一个值，该值为δvbe小数倍。

定义

则γ为整个δvbe采样过程中调制器输出为1所占的比例，这里称为占空比。

再结合式(3)可得，整个采样过程中，δvbe和vbe的比例可以表示为

式(6)中占空比γ是一个0到1的小数。从式(6)可以看出，通过配置调制器输出的占空比，可以得到任意小数的比例关系。

从上面分析可以看出，图3中调制器配合控制采样电容的采样方式，可以实现任意小数的比例关系，这样，δvbe和vbe的温度系数可以任意设计，然后通过比例系数α实现恒温基准电压。

对于图3中的电路，α的任意小数实现，除了能够简化δvbe和vbe的设计外，还有一个非常重要的作用在于，实际电路中，由于工艺波动性，生产出来的δvbe和vbe的温度系数与设计时会存在差异，此时设计确定的vbe+α·δvbe的温度系数会发生变化，从而可能表现为一个非零温度系数的电压，该电压的温度系数不会很大而且很随机。在这种情况下，可以通过稍微改变调制器的占空比，修改比例系数α，使得修改后的vbe+α·δvbe仍然为零温度系数的电压。而对于图2中的电路，由于α的选取只能有有限个固定值，当误差导致需要修改的值不在α的可选值上，则不能通过α来实现误差的修调；图3中因为α可以是任意小数，因此总会实现需要修调的值。

对于图3中的调制器，可以采用脉宽调制的方式实现。脉宽调制的原理为，假设一个调制周期需要nt个采样周期实现，这里称为nt周期脉宽调制，而输出为1的采样周期数为n1，则当采样周期数小于等于n1时，调制器输出为1，当采样周期数大于n1时，调制器输出为0.

图4为一个8周期脉宽调制的调制器输出波形。

图4中第一行波形为采样时钟，第二行波形为调制器输出。该调制器nt＝8，n1＝3。一个调制周期需要8个采样时钟，且输出为1的采样时钟数为3，则图4中对应的调制器输出占空比为

调制器一个调制周期使用的采样时钟数越大，可实现的占空比小数精度越高。对于图4中8周期调制的脉宽调制器，其占空比的精度为0.125；对于一个1000周期脉宽调制的调制器，完成一个调制周期需要的采样时钟为1000，其能实现的占空比精度为0.001。

从脉宽调制器的原理可以看出，如果采样周期不是调制器的nt倍时，多余的采样周期实现的占空比不等于n1/nt，此时整体的占空比会存在误差。

除了脉宽调制外，还可以采用sigmadelta调制作为图3中的调制器。sigmadelta调制器则是将n1个输出为1的周期平均插入到nt个调制周期内，则当采样周期不是nt的整数倍时，整个采样过程实现的占空比仍然是n1/nt，因此sigmadelta调制避免了余数采样周期差生的误差。

图3中除了增加了调制器外，还需要额外增加一个低通滤波器lpf，低通滤波器lpf连接于放大器amp，该低通滤波器实现的功能是式(4)计算中的平均，式(4)中，调制器总的输出次数为nδvbe，其中输出为1的次数为n1，其他输出为0，则输出次数为1的总和平均到每次输出，每次输出的等效值即为n1/nδvbe,滤波器需要占用一定的资源，但是在温度传感器中，由于sigmadeltaadc本身存在一个decimationfilter(降采样滤波器)，该降采样滤波器可以复用做图3中的低通滤波器，因此在温度传感器中，可以省去该方式中的低通滤波器。

本发明还提供了一种利用上述的可用于温度传感器的小数倍信号放大装置的方法，包括：

对所述的vbe和δvbe进行采样；

对采样后的vbe和δvbe进行放大处理；

在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到积分电容上；

调制器输出占空比不同的方波信号，控制所述采用电容开关，得到vbe和δvbe的任意比例关系。

在具体实施例中，上述的方法进一步包括：

选取n个采样电容对所述vbe进行采样，将n个采样电容上的电荷在积分周期内叠加到所述的积分电容；

当所述调制器输出为0时，选取m个采样电容对所述δvbe进行采样，当所述调制器输出为1时，选取m+1个采样电容对所述δvbe进行采样，并在积分周期内将采样电容上的电荷叠加到所述的积分电容。

综上所述，本发明一种可用于温度传感器的小数倍信号放大装置及方法，可以实现信号的任意小数倍放大，从而两个温度信号叠加的比例可以是任意值，这样在设计两个温度信号时，可以不要去凑出两个具有固定温度系数比例的信号，从而降低信号设计的复杂度，同时可以避免一些不必要的功耗和面积的浪费。除此之外，由于放大比例可以是任意的，因此可以用于修正生产时工艺产生的误差，从而为误差修正提供了极大的方便。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。