一种高集成度便携式mimo形变监测雷达装置、校正方法
技术领域：
：1.本技术涉及雷达的
技术领域：
：，尤其是涉及一种高集成度便携式mimo形变监测雷达装置、校正方法。
背景技术：
：：2.滑坡的诱发因素有很多，在边坡宏观失稳之前，均会发生应力的改变，其表面通常会出现形变。为了实现对滑坡灾害的预警，国内外学者深入研究了滑坡的触发机理并开展了大量表面形变测量的研究。常用形变测量手段根据形变测量过程中测量仪器是否接触被测目标区域可以分为接触式测量和非接触式测量。接触式测量手段主要包含水准仪、位移计、倾角仪、加速度计等，其主要优点是成本低，操作便捷，但是只能对场景中的离散点进行测量，无法满足对边坡全覆盖的形变监测要求。而且接触式测量需要在潜在滑坡区域进行布设，存在一定的危险性。非接触式测量手段主要包括全站仪、激光扫描仪、地基sar差分干涉雷达，可以在目标区域几十米到几公里外进行观测。激光扫描仪测量可以获取较高的形变测量精度，但光学遥感频率高，波长短，穿透雨、雾、雪等的能力弱，对边坡进行长时间、连续形变监测时，容易受天气影响。地基差分干涉测量雷达，工作在微波波段，成像时不受天气条件影响，具有全天时全天候的优点，而且其数据获取速度快，可以对目标区域进行实时监测，因此广泛应用于形变监测领域。3.地基差分干涉测量雷达：地基差分干涉测量雷达，目前多工作在x波段或ku波段，根据成像模式不同，可以分为地基实孔径雷达(rar)和地基合成孔径雷达(sar)。4.地基实孔径雷达：地基实孔径雷达通过大孔径的天线来发射波束宽度极窄的铅笔状波束，然后通过高精度的伺服系统控制，实现方位维和俯仰维的大范围逐点扫描。天线尺寸越大，波束宽度越窄，得到的方位分辨率就越高。5.典型的地基实孔径雷达有澳大利亚groundprobe公司的ssr(slopestabilityradar)系统和瑞士gamma公司的gpri(gammaportableradarinstrument)系统。以ssr系统新型型号ssr-omni为例，如图1所示，其工作在ku波段，天线长度为2.74m，重量高达150kg，需要车辆配合运输，一次数据获取时间为2min，1km处分辨率为4.20m×0.68m。6.地基合成孔径雷达：地基合成孔径雷达(sar)根据合成孔径的实现方式的不同，可以划分为直线扫描地基sar、弧线扫描地基sar和mimo地基sar。地基实孔径雷达，天线尺寸越大，分辨率越高，因此通常体积较大，而地基合成孔径雷达在方位向上采用合成孔径技术，根据空间位置关系和相位关系对不同位置的回波信号进行相干叠加处理，获得了更大的虚拟孔径，但合成孔径雷达必须采用直线轨道或者圆弧扫描结构，因此地基合成孔径雷达可以获得比实孔径雷达更小的体积、更高的分辨率。7.(1)直线扫描地基sar：直线扫描地基sar获取方位维的合成孔径是通过收发天线沿高精密滑轨滑动，意大利的ids公司的ibis-fm系统是具有代表性的直线扫描地基sar之一，如图2所示，其轨道长度为3.2m，重量高达307kg，需要车辆配合运输，其在1km处的空间分辨率为4.4m×0.5m，一次数据获取时间为30s。8.(2)弧线扫描地基sar：弧线扫描地基sar获取方位维的合成孔径是通过收发天线在水平面内的圆周运动来进行圆弧扫描，意大利ids公司的ibis-arcsar系统是具有代表性的弧线扫描地基sar之一，如图3所示，最大边长度80cm，重量达25kg，配备了专用装载车运输，ibis-arcsar系统空间分辨率与直线扫描地基sar中的ibis_fm系统相当，一次数据获取时间为40s。9.滑坡灾害时有发生，严重威胁人民的生命和财产安全，对滑坡的监测预警就显得尤为重要，在边坡宏观失稳之前，均会发生应力的改变，其表面通常会出现形变。现有的形变监测手段都存在相应的问题，如全站仪等只能监测单点目标，如激光扫描仪容易受天气状况影响，地基差分干涉测量雷达解决了上述问题，能够实现大范围全天时全天候实时监测，因此广泛应用于形变监测领域。10.现有地基形变监测雷达体积较大，往往需要车辆辅助运输，随着监测环境越来越复杂，特别是在山区等非平坦地带，地基形变监测雷达的体积过大，布设困难成为制约地基形变监测雷达应用的一大难点。技术实现要素：11.为此，本技术的实施例提供了一种高集成度便携式mimo形变监测雷达装置、校正方法，能够解决现有雷达系统体积较大的技术问题，具体技术方案内容如下：12.第一方面，本技术的实施例提供一种高集成度便携式mimo形变监测雷达装置，包括：13.阵列天线模组：14.gps驯服时钟：产生10mhz时钟作为整机的标准时基信号；15.时序控制模块：将所述gps驯服时钟产生的所述10mhz标准时基信号锁相产生100mhz的信号源参考时钟，并输出到fmcw信号源；16.fmcw信号源：接收所述时序控制模块发送的所述信号源参考时钟，并采用直接数字合成激励锁相环的方式产生8ghz信号，并将所述8ghz信号通过8路功分器产生4路发射激励信号和4路接收本振信号；17.4通道射频发射模块：将所述激励信号进行4倍频切换和放大至32ghz后输出至所述阵列天线模组，所述阵列天线模组通过控制信号形成时分的16通道的发射信号；18.4通道射频接收模块：通过所述阵列天线模组接收发射信号，并将接收的4个相同频段的发射信号经过sp4t中频开关选出一路，进行中频滤波和放大，然后输出模拟信号至4通道采集板；19.4通道采集板：将接收的所述模拟信号转换为数字信号后输出至gpu处理平台；20.gpu处理平台：根据雷达装置的参数对所述数字信号进行装置校正、高分辨率成像、永久散射点提取以及形变估计的处理。21.可选的，所述阵列天线模组采用ka波段。22.可选的，所述阵列天线模组采用16组发射天线和16组接收天线的模式，同组所述发射天线或同组所述接收天线成直线排列，且采用发射紧凑接收稀疏的形式。23.可选的，所述发射紧凑接收稀疏的形式为：24.所有所述发射天线组依次排列设置，所有所述接收天线组依次排列设置，且所述接收天线组平行于所述发射天线组；一组所述发射天线中相邻所述发射天线之间的最短距离为d，其中λ表示波长；一组所述接收天线组中相邻所述接收天线之间的最短距离为8d；相邻两组所述发射天线之间的间距为120d；25.第一组所述接收天线组的起始端对应第一组所述发射天线组的中部位置，第一组所述接收天线组的末尾端距离第二组所述发射天线组的中部位置8d。26.可选的，所述gps驯服时钟采用闭环控制守时理论和卡尔曼数字滤波，利用外部时间基准对恒温晶振进行控制和驯服。27.可选的，所述将所述激励信号进行4倍频切换和放大至32ghz后输出至所述阵列天线模组，所述阵列天线模组通过控制信号形成时分的16通道的发射信号包括：28.对所述激励信号进行缓冲放大以及4倍频切换后经过带通滤波得到ka波段信号，将所述ka波段信号通过2路功分器分配到四个功放后滤波输出形成时分的16通道的发射信号；29.可选的，所述通过所述阵列天线模组接收发射信号，并将接收的4个相同频段的发射信号经过sp4t中频开关选出一路，进行中频滤波和放大，然后输出模拟信号至4通道采集板，包括：30.将所述发射信号经过低噪声运算放大器进行放大；将所述接收本振信号经过缓冲放大器经4倍频和滤波产生ka波段本振后，通过2级功分器产生4路本振信号，将放大后的所述4路发射信号与所述4路本振信号进行混频产生中频信号，所述中频信号通过可变增益放大器放大后输出。31.第二方面，本技术的实施例提供一种高集成度便携式mimo形变监测雷达校正方法，配合前述任意一项所述高集成度便携式mimo形变监测雷达装置使用，所述方法包括：32.步骤一：获取gpu处理平台处理后的数据初步成像数据；33.步骤二：对所述数据按距离分块，得到分块样本；34.步骤三：由所述分块样本中选择高质量的样本，截取以强散射体为中心，左边和右边长度为w2/2长度的数据放入散射池中，由所述散射池得到特显点；35.步骤四：对所述特显点补零至原数据长度后进行ifft变换，以估计相位误差；36.步骤五：判断相位误差是否小于设定阈值，若否，对初步成像结果进行相位补偿并重复步骤二至步骤五；若是，结束迭代。37.第三方面，本技术的实施例提供高集成度便携式mimo形变监测雷达校正装置，所述装置包括：38.获取模块，用于获取gpu处理平台处理后的数据初步成像数据；39.分块模块，用于对所述数据按距离分块，得到分块样本；40.计算模块，用于对所述特显点补零至原数据长度后进行ifft变换，以估计相位误差；41.判断模块，用于判断相位误差是否小于设定阈值，若否，对初步成像结果进行相位补偿并重复步骤二至步骤五；若是，结束迭代。42.第四方面，本技术的实施例提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现前述的高集成度便携式mimo形变监测雷达校正方法的步骤。43.综上所述，与现有技术相比，本技术实施例提供的技术方案带来的有益效果至少包括：44.通过将雷达系统模块化为本技术所述的模块，可实现良好的雷达探测效果，且可以缩小雷达系统的体积；本技术采用了更高的ka波段，合成天线尺寸降低一半；对雷达硬件电路与结构进行了模块化紧凑设计，雷达集成度显著提高，雷达尺寸与体积与重量减少了50％以上。45.雷达系统采用gps驯服时钟，保证了极高的频率稳定度，短稳优于0.001ppb，长稳优于1ppb。1km处由于频率不稳造成的形变量远小于1mm，保证了系统极高的形变测量精度。46.系统采用基于特显点的多通道幅度相位误差估计与校正方法，可以有效补偿mimo阵列多通道之间存在的幅相误差，保证成像的良好聚焦，为高精度形变获取奠定了基础。附图说明47.图1是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的结构示意图。48.图2是电磁波大气衰减特性。49.图3是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的阵列天线模组的设置位置示意图。50.图4是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的阵列天线模组的等效相位中心近似原理。51.图5是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的卫星驯服时钟模块的功能框图。52.图6是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的采用pll设计工具得到的相位噪声响应图。53.图7是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的信号源板的相位噪声图。54.图8是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的信号源板的输出幅频特性图。55.图9是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的4通道射频发射模块的功能框图。56.图10是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的4通道射频接收模块的功能框图。57.图11是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的固定中频的频谱图。58.图12是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的零中频信号频谱图。59.图13是本技术另一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的4通道射频接收模块功能框图。60.图14是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的中频电路的结构示意图。61.图15是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的中频电路的频谱响应图。62.图16是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的接收通道闭环采集的中频信号的示意图。63.图17是本技术其中一实施例提供的一种高集成度便携式mimo形变监测雷达系统的分块样本的散射体的能量图。具体实施方式64.本具体实施例仅仅是对本技术的解释，其并不是对本技术的限制，本领域技术人员在阅读完本说明书后可以根据需要对本实施例做出没有创造性贡献的修改，但只要在本技术的权利要求范围内都受到专利法的保护。65.为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。66.另外，本技术中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。另外，本技术中字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。67.本技术中术语“第一”“第二”等字样用于对作用和功能基本相同的相同项或相似项进行区分，应理解，“第一”、“第二”、“第n”之间不具有逻辑或时序上的依赖关系，也不对数量和执行顺序进行限定。68.本技术中术语“至少一个”是指一个或多个，“多个”的含义是指三个或以上，例如，多个第一位置是指三个或以上的第一位置。69.下面结合说明书附图对本技术实施例作进一步详细描述。70.参照图1，在本技术的一个实施例中，提供一种高集成度便携式mimo形变监测雷达装置，包括：71.阵列天线模组：72.gps驯服时钟：产生10mhz时钟作为整机的标准时基信号；73.时序控制模块：将所述gps驯服时钟产生的所述10mhz标准时基信号锁相产生100mhz的信号源参考时钟，并输出到fmcw信号源；74.fmcw信号源(8ghz信号源)：接收所述时序控制模块发送的所述信号源参考时钟，并采用直接数字合成激励锁相环的方式产生8ghz信号，并将所述8ghz信号通过8路功分器(sp8t功分器)产生4路发射激励信号和4路接收本振信号；75.4通道射频发射模块：将所述激励信号进行4倍频切换和放大至32ghz后输出至所述阵列天线模组，所述阵列天线模组通过控制信号形成时分的16通道的发射信号；76.4通道射频接收模块：通过所述阵列天线模组接收发射信号，并将接收的4个相同频段的发射信号经过sp4t中频开关选出一路，进行中频滤波和放大，然后输出模拟信号至4通道采集板；77.4通道采集板：将接收的所述模拟信号转换为数字信号后输出至gpu处理平台；78.gpu处理平台：根据雷达装置的参数对所述数字信号进行装置校正、高分辨率成像、永久散射点提取以及形变估计的处理。79.其中阵列天线模组为mimo天线模组，采用mimo雷达体制，且采用ka波段。传统地基雷达采用ku波段，其合成天线长度一般达到2m以上，因次轨道或转臂较长，难以便携。本技术采用了更高的ka波段，合成天线尺寸降低一半，其对雷达结构进行了模块化紧凑设计，雷达集成度显著提高，雷达尺寸与体积减少了50％以上，雷达体积可达到800mm*600mm*75mm。80.具体的，本技术雷达参数设计：81.1.雷达工作频率选择82.图2为电磁波大气衰减特性，现有大部分地基mimo雷达都采用x波段或ku波段，因此体积较大，成本较高，且不利于山区条件下的运输和部署。83.本技术采用ka波段，ka波段位于k波段之上的第一个“大气窗口”，其大气衰减甚至小于k波段，具有较好的环境适应性，同时ka波段雷达应用的可用频率范围高达4ghz，便于雷达系统提高分辨率或者组网应用。更重要的是，ka波段的波长约为8.5mm，若要达到4.5mrad或0.255°的方位向分辨率，天线尺寸仅为0.8m，进一步实现了装备的小型化，满足便携条件。84.2.雷达体制选择85.常用雷达体制有连续波体制和脉冲体制，脉冲体制采用收发分时工作方式，因此无法接收近端的回波信号，不可避免的存在近端距离盲区，而且由于脉宽受到最小探测距离的限制，脉冲压缩增益不会太高，影响了目标回波的信噪比。考虑到边坡监测形变雷达需要适应各种复杂环境，探测距离可能从几米到几公里范围，为避免脉冲体制近端盲区的影响，以便监测设备根据场景灵活布设，本技术中采用线性调频连续波信号体制(fmcw)。86.3.雷达主要参数计算87.3.1雷达脉冲重复频率和扫描时间88.考虑单次扫描时间要求，本技术中提及的方案采用的雷达脉冲重复频率为100hz，并设置fmcw扫描时间为8ms。89.3.2带宽和调频斜率90.考虑最高中频限制，按800mhz带宽，调频斜率按最大探测距离2km计算，最大时延最高中频为k*t＝1.33mhz。最大时延仅仅占扫描时间8ms的0.16％，去调频带宽损失极小，几乎不会对距离分辨率性能造成影响。91.3.3天线波束宽度和天线增益92.更大的监测范围是当下研究热点，考虑到实际工作场景，天线应具有较宽的方位向宽度和合理的俯仰向宽度，取天线-3db的方位向波束宽度为90°和俯仰向波束宽度为45°，根据简化公式(1)可计算得到天线增益：[0093][0094]其中θh、θv分别表示俯仰向波束宽度和方位向波束宽度。[0095]3.4发射功率[0096]根据ka波段对功率放大芯片进行选型，发射功率取0.5w。[0097]3.5大气衰减[0098]根据电磁波大气衰减曲线，ka波段的大气衰减约为0.3db/km，在最大距离2km处的双程衰减约为2db。[0099]3.6接收功率[0100]接收功率可由简化雷达方程公式(2)计算得到：[0101][0102]式中pt是发射功率，gtgr分别表示发射天线增益和接收天线增益，由前面计算结果为9db，σ为目标雷达散射截面积(rcs)设为1m2，λ表示波长，r表示探测距离。[0103]3.7系统灵敏度[0104]系统灵敏度等同于接收机热噪声，可由公式(3)计算得出：[0105]sr＝-174dbmw+nf(db)+10·log10(b)＝-79dbmꢀꢀꢀ(3)[0106]式中nf为接收机噪声系数，设计值nf≤4db。[0107]3.8目标信噪比[0108]目标信噪比可以由公式snr＝pr-sr＝10.6db，根据工程经验，当目标信噪比大于10db时，可保证±0.1mm的形变测量精度,实际参数如表1所示:[0109]表1雷达参数表[0110][0111][0112][0113]进一步的，所述阵列天线模组采用16组发射天线和16组接收天线的模式，总共形成256个虚拟阵元，保证极高的方位角分辨率。同组所述发射天线或同组所述接收天线成直线排列，且采用发射紧凑接收稀疏的形式。[0114]所述发射紧凑接收稀疏的形式为：[0115]所有所述发射天线组依次排列设置，所有所述接收天线组依次排列设置，且所述接收天线组平行于所述发射天线组；一组所述发射天线中相邻所述发射天线之间的最短距离为d，一组所述接收天线组中相邻所述接收天线之间的最短距离为8d；相邻两组所述发射天线之间的间距为120d；[0116]第一组所述接收天线组的起始端对应第一组所述发射天线组的中部位置，第一组所述接收天线组的末尾端距离第二组所述发射天线组的中部位置8d。[0117]具体的，本技术中提及的方案中天线阵列设计方案采用16发16收的天线设计方案，为减少天线间的耦合，采用发射紧凑接收稀疏的形式，如图3所示，其中h为收发阵列之间的垂直距离，为了获得更大的视场范围，满足正负45°的观测要求，接收阵列(receivearray)和发射阵列(transmitarray)间距中的d设置为λ表示波长。为实现等效均匀阵列，右侧发射阵列右移8d。[0118]根据等效相位中心近似原理，等效阵元的坐标lc(xc,yc)为发射阵元坐标lt(xt,yt)与接收阵元坐标lr(xr,yr)矢量和的一半，如图4所示。[0119]仿真等效阵列为均匀等间隔分布的一维线阵，且该阵列设计方案提出的16发16收形成256个等效阵元的方案能够实现均匀等间隔分布的一维线阵，等效阵列的真元间距为0.5d，相隔四个间距的两点，从图中数据标注看到确实为2d，满足均匀线阵要求。[0120]本技术中提及的方案，采用16发16收形成256个等效阵元，满足0.2°的角分辨率以及±45°观测视场要求。数据采集过程采用16发16收模式。16个发射天线分时发射，一次发射时间为8ms，发射间隔为2ms，16个发射天线全部发射完毕为1.6s，一次数据采集时间低于2s，实时性好。[0121]进一步的，gps驯服时钟采用闭环控制守时理论和卡尔曼数字滤波，利用外部时间基准对恒温晶振进行控制和驯服。[0122]具体的，为了实现长时间监测需要，对雷达的工作稳定性提出了要求，时钟模块产生的时基信号是系统同步工作的保证，高精度授时的时钟模块是地基形变监测雷达中的关键一环。[0123]本技术中提及的方案中对时钟模块进行了优化设计，设计了一款导航卫星驯服时钟模块，采用现代闭环控制守时理论和卡尔曼数字滤波技术，利用外部时间基准对恒温晶振进行控制和驯服。该模块不仅能够实现高精度授时，而且具有自我学习功能，能记住恒温晶振的老化等漂移特性，能够保证在授时参考信号消失或出现故障后仍能在一定时间内精准授时。[0124]导航卫星驯服时钟单元利用卫星定时接收机产生的秒脉冲信号(1pps)对本地频率基准进行频率校准。本地频率基准通常采用恒温晶振(ocxo)，ocxo利用恒温槽使晶体振荡器中石英晶体谐振器的温度保持恒定，是将由周围温度变化引起的振荡器输出频率变化量削减到最小的晶体振荡器。[0125]实现方案：[0126]1.由内部时钟源分频得到系统输出的1pps信号，使得输出的1pps信号同步于外部时间基准输出的1pps信号的长期稳定值，克服了由于外部时间基准的秒脉冲信号跳变所带来的影响，因此输出的时间信号不仅与外部时间基准信号保持同步而且更加稳定。[0127]2.采用闭环控制守时技术和卡尔曼数字滤波技术，使得系统具有自我学习能力，能够记住恒温晶振的老化等漂移特性，即便授时模块参考信号中断或出现干扰故障后，仍能在一定时间内输出精确的时间同步信号和频率标准信号，实现高精度的守时。[0128]工作过程[0129]a)卫星定时接收机(gnssreceiver)接收秒脉冲信号(1pps)，恒温晶振(ocxo)产生本地频率；[0130]b)将秒脉冲信号和本地频率一起送到fpga和微处理器(mcu)采用闭环控制守时技术和卡尔曼数字滤波技术进行时钟驯服，主要包括频率差测量、秒抖动处理和频率校准三个过程。[0131]c)将校准后的输出送到各输出接口；[0132]功能框图如图5所示，主要接口包括：[0133](1)10mhz基准时钟输出，输出功率大于7dbm，24小时平均频率准确度优于1×10-12，1秒短期稳定度优于1×10-11，相位噪声优于-150dbc/hz@1khz和-155dbc/hz@10khz，谐波优于-30dbc，杂散优于-70dbc。[0134](2)卫星秒脉冲信号(1pps)输出，上升沿不大于5ns，抖动不大于0.5ns，授时精度优于15ns，24小时守时精度优于50us。[0135](3)irig-b输出，格式符合irig-b000/ieee1344，授时精度优于15ns。[0136](4)ntp网络输出，接口10/100base-tx，接口标准符合ieee-802.3u，支持协议ntpv2/3/4及sntp，授时精度优于2ms。[0137]进一步的，高质量的信号源是成像质量的保障，频率合成器是电子系统的心脏，传统非相干频率合成技术输出频率低，输出频带窄，频率精度和稳定度都比较差，相干频率合成技术应运而生，现有频率合成技术主要有四个发展方向：直接频率合成(ds)、锁相式频率合成(pll)、直接数字式频率合成(dds)和混合式频率合成技术。本技术中提及的方案中fmcw信号源采用dds驱动pll的结构方案，电路结构简单，输出频率高，频带宽，并且能实现很好的相位噪声和杂散指标。[0138]本技术中提及的方案中创新性的将美国adi公司为安全通信设备设计的一款直接数字频率合成芯片ad9912应用到形变测量领域，对两个最大的谐波杂散的抑制高达10db，实现了前所未有的无杂散动态范围性能。[0139]综合考虑adi、ti、nsc和motorola等公司的pll芯片，本专利中提及的方案中采用ti公司的lmx2491作为pll，lmx2491是一款电荷泵式的锁相芯片。pll的环路滤波器采用type-a类型的3阶有源滤波器，环路宽度为50khz，相位裕度为60°，采用pll设计工具得到的相位噪声响应如图6所示，在100khz偏置处的相位噪声优于-107dbc/hz。[0140]最终实现的信号源板的相位噪声、输出幅频特性如图7和8所示，实测相位噪声达到ꢀ‑105dbc/hz@100khz(与仿真结果-107dbc/hz非常接近)，幅频平坦度优于1.5db，得到了非常高质量的信号源。[0141]进一步的，现有地基mimo雷达大多采用分立mmic元器件进行构建，系统复杂度高，连接电缆种类多数量大，加工调试困难，可靠性低，成本高。本技术提及的方案中采用微组装工艺(mpt)设计加工了专用的ka波段多通道发射和接收模组，集成度大大提高，为实现了设备小型化提供了支持。本技术雷达系统综合应用了高密度互联基板技术、多芯片组件技术、系统/子系统组装技术、3d组装技术等关键工艺技术，把构成电子电路的各种微型元器件组织起来，形成3d结构的高密度、高性能、高可靠、微小型和模块化电路。[0142]实现方案：本技术中提及的方案中将多个单一功能的裸芯片如低噪放、倍频器、开关等，以及pcb板，通过导电胶和热压工艺安装于镀金腔座上，然后用金丝键合工艺将裸芯片焊盘与pcb上对应焊盘连接，并进行了视觉检查和拉力测试，实现了小型化安装。其优势在于体积小重量轻，有利于整机的小型化；减少了mmic封装和引脚参数，传输损耗降低；各通道间及通道内各器件基于相同的基板，封装与同一腔体，温度均匀，通道一致性好，通道的一致性有利于后续成像等处理步骤；多个裸芯片整体封装，组品良品率高，可靠性高，有利于系统的调试和维护。[0143]发射组件：4通道射频发射模块是为ka波段mimo雷达专门设计的组件，其功能框图如图9所示。[0144]4通道射频发射模块主要工作流程为：[0145]1、缓冲放大器(buffer)接收8～9ghz的fmcw输入信号(即激励信号)，并进行4倍频和带通滤波得到32～36ghz的ka波段信号。[0146]2、ka波段信号通过2路功分器分配到四个功放(pa)，经过滤波后输出；四个功放通过电源使能开启和关闭，可实现分时方式。[0147]3、各路功放输入功率可检测后由内部数模转换器adc采集，用于监控各路功放状态。[0148]4、模块内部包括一个单片机(mcu)，可以通过spi控制器进行设置，并定义至少4种状态由mcu内部的状态机(statemachine)进行切换，简化外部控制工作。[0149]4通道发射组件性能满足设计指标，主要性能为：[0150](1)输入频率范围：8～9hz[0151](2)输入信号功率：-20dbm[0152](3)输入回波损耗：-15db[0153](4)输入功率范围：32～36ghz[0154](5)输出回波损耗：-10db[0155](6)通道隔离度：-50dbc[0156](7)输出信号功率：5dbm(差分100ω负载)[0157](8)输出谐波抑制：≥30dbc[0158](9)电源功耗：0.5w[0159]接收组件：[0160]接收组件(4通道射频接收模块)的主要功能是将天线接收下来的高频信号变频到较低频率的中频信号，并且实现对输入信号功率的调整以满足大动态范围测量的需要。本技术为了进一步降低接收机的复杂度与成本，采用了零中频式接收机。零中频式结构将高频信号通过变频直接搬移到零中频，因此输出实际上是正交两路低通基带信号，因为不需要多次混频，所以频谱杂散较小，后端采用adc对低频低通信号进行采集，要求的采样频率也较低。其功能框图如图10所示。[0161]本技术设计的接收机动态范围高达120db以上，原因是fmcw连续波信号体制中收发天线间的隔离度一般为50～60db，动态范围上限受到天线泄露功率的局限。在固定中频接收中，有效回波表现为带通信号，难以设计稳定和高选择性的带阻滤波器滤除天线泄露信号；但在本技术的设计的零中频接收中，有效回波表现为低通信号，天线泄露在零中频处，因此容易通过高通滤波器抑制天线泄露，从而降低对接收动态范围的要求，变相抬高了系统的动态范围。根据高通滤波器的设计，对零频附近的信号抑制可达60db以上，因此接收机动态范围不超过70db，满足adc有效量化位数的动态范围，固定中频和零中频信号频谱如图11和12所示。[0162]因此本技术提及的方案中采用零中频结构，4通道射频接收模块的功能框图如图13所示。[0163]4通道射频接收模块的主要工作流程如下：[0164]1.4路差分射频输入信号(即发射信号)经过低噪声运算放大器(lna)进行放大。[0165]2.输入的4路接收本振信号经过缓冲放大器(buffer)后，经4倍频和滤波产生ka波段本振，通过2级功分器产生4路本振信号。[0166]3.放大后的4路差分射频输入信号与接收本振信号进行混频产生中频信号，中频信号通过可变增益放大器(vga)放大到合理的幅度输出。[0167]4.模块内包括一个单片机(mcu)可以通过spi控制器进行设置，并定义至少四种状态由mcu内部的状态机进行切换，简化外部控制工作。[0168]4通道接收组件性能满足设计指标，主要性能为：[0169](1)输入频率范围：32～36ghz[0170](2)输入1db功率范围：-36～-20dbm[0171](3)输入回波损耗：-11db[0172](4)中频增益调整范围：21～41db[0173](5)中频频率范围：dc～800mhz[0174](6)本振频率范围：8～9ghz[0175](7)本振功率范围：-25～-10dbm[0176](8)本振回波损耗：-12db[0177]进一步的，在中频调理电路设计中，fmcw雷达用于场面监测时，由于目标距离范围相对较宽，距离动态变化较大，因此压缩因距离引起的动态变化必不可少。本技术提及的方案中采用灵敏度频率控制(sfc)并克服了sfc实际应用中的斜坡响应震荡问题，实现距离动态变化的压缩，实现了更大的雷达监测范围。[0178]原理分析：[0179]零中频接收后中频频率与对应距离的关系可由公式(4)表示：[0180]f＝k·τ＝b/t·2r/cꢀꢀꢀ(4)[0181]式中k表示调频斜率，τ表示目标回波时延，b表示发射带宽，t为信号扫描时长，r为目标对应距离，c为光速。由上式可知，理想情况下中频信号频率f与目标距离r之间符号线性关系。因此本技术可以采用一种频率“制裁”的方式来压缩目标距离引起的动态变化。[0182]采用频率“制裁”的方式具体做法式在接收机的中频放大器链中完成上升频率响应，以给高频远程的微弱回波信号提供更高的增益，以在fmcw雷达中完成类似脉冲体制雷达中stc的作用。频率“制裁“的实质是一种频率增益控制，也称之为灵敏度频率控制(sfc)。[0183]显然在两种不同体制的雷达中，可通过不同的控制手段实现相同的控制作用，对目标距离引起的动态变化进行压缩。sfc电路的上升频率响应的斜率可根据连续被雷达方程及总体设计指标来推算，一般要求在+6db倍频程～+12db倍频程之间。[0184]实现方案：[0185]在一般的放大器电路设计中，追求的是其带内幅频特性平坦度，而sfc电路的设计要求其带内幅频特性按一定的斜率上升，以放大器的增益作为频率的函数来实现控制。其传递函数可以表示为公式(5)：[0186]k(s)＝a+bs＝a(1+bs/a)ꢀꢀꢀ(5)[0187]式中k(s)为放大器增益，s为复频率，a、b为常数，不难看出传递函数是一个微分校正电路，其比例增益为k_p＝a，微分时间f_d＝b/a。该电路的主要特点是输出超前于输入，另外该电路在低频段增益低，在高频段增益高，其增益随频率(距离)增大而增加。而相位超前对fmcw信号来说是没有影响的，因此从理论上作为sfc电路模型是可行的。但该电路存在一个问题即高频噪声过大，可能导致远程微弱回波信号的信噪比恶化甚至被淹没。因此实际应用时必须采取控制高频噪声的措施。[0188]为了克服高频噪声，避免频率特性出现共振峰，本技术中提及的方案中通过将阻尼系数加大到等于或接近1来使系统处于临界阻尼状态，从而消除斜坡响应中的振荡，达到抑制噪声的目的。与此同时选用高输入阻抗、低噪声运算放大器以及高精度阻容元件构成电路，并适当压低高频段的增益，电路以低通形式输出，使得噪声得到进一步抑制，使得在频率特性出现共振峰之前高频端增益就开始受到限制，这样高频噪声就得到了有效的抑制，从而使得原理性电路成为可实际应用的电路。最终中频电路和其频谱响应如图14和图15所示，接收通道闭环采集的中频信号如图16所示，从图中可以看出中频信号平坦度很好，而且可以清晰的观测到中频信号末尾处频率恢复的高频信号。[0189]在本技术的一个实施例中，还提供一种高精度成像方法，即上述雷达系统中gpu处理平台处理中系统成像的处理方法，如下：[0190]接收雷达产生的回波信号(即数字信号)；[0191]对所述回波信号进行解线调脉压后去rvp(剩余视频相位)及去斜，然后进行楔石形变换、方向位fft以及空变相位误差补偿，以生成高精度成像。[0192]算法原理：[0193]雷达发射的线性调频信号如公式(6)所示：[0194][0195]式中fc为中心频率，t为脉宽，kr为调频率。[0196]采用解线调方式实现脉冲压缩，参考信号如公式(7)所示：[0197][0198]假设点目标到雷达的距离为rtarget，则雷达接收到的该目标信号如公式(8)所示：[0199][0200]令rδ＝rtarget-rref，则差频信号sif(t,tm)如公式9所示：[0201][0202]为去除信号中的rvp项和斜置项，将差频信号sif(t,tm)对快时间t作傅里叶变换，在频域的表达式如公式(10)所示：[0203][0204]利用关系式校正因子如公式(11)所示：[0205][0206]为便于说明，去除rvp项和斜置项后的差频信号如公式(12)所示：[0207][0208]式中l表示天线长度，x表示方位坐标，pr(.)表示距离向包络。[0209]假设点目标到雷达的距离为ρtarget，视角为θtarget，则距离压缩后的信号可表示为公式(13)：[0210][0211]对上式进行泰勒展开，忽略高次项，上式可简化为公式(14)：[0212][0213]对应用距离向傅里叶变换，在频域可表示为公式(15)：[0214][0215]利用楔石变换将楔石形数据变换成矩形格式，令则s(f,x)可表示为公式(16)：[0216][0217]经距离向傅里叶逆变换，得到的完成距离徙动校正的信号为公式(17)：[0218][0219]距离徙动校正后，对进行方位向fft，可表示为公式(18:)：[0220][0221]式中ba(ρtarget,θtarget)为方位向支撑域宽度，ka在远场条件下认为不随目标位置变化，故可使用统一参考函数完成去斜，去斜后可表示为公式(19)：[0222][0223]得到二维聚焦的mimo图像。[0224]mimo雷达由于具有多个发射天线和接收天线，实际工程实现中各个收发天线之间的幅相特性往往是不一致的，各个天线间幅相特性的不一致往往会造成相位误差，从而导致图像散焦，严重模糊图像，影响最终成像结果。因此要获得高精度的成像结果必须对相位误差进行估计补偿校正。[0225]由于该相位误差存在空变性，考虑相位误差的距离依赖性并非快变，因此为获得更精确的估计结果，需要沿距离向进行分块处理，本技术提出一种高集成度便携式mimo形变监测雷达校正方法，具体实施步骤如下：[0226]步骤一：获取gpu处理平台处理后的数据初步成像数据；[0227]步骤二：对所述数据按距离分块，得到分块样本；[0228]步骤三：由所述分块样本中选择高质量的样本，截取以强散射体为中心，左边和右边长度为w2/2长度的数据放入散射池中，由所述散射池得到特显点；[0229]步骤四：对所述特显点补零至原数据长度后进行ifft变换，以估计相位误差；[0230]步骤五：判断相位误差是否小于设定阈值，若否，对初步成像结果进行相位补偿并重复步骤二至步骤五；若是，结束迭代。[0231]具体的，1、进行距离分块：首先对图像按距离向分块，距离分块大小对相位误差估计至关重要，若分块过大则分块内相位误差不空变假设可能不成立，分块过小则样本数不足导致估计精度不够，两种情况都将影响相位误差估计精度和效率。[0232]2、分块内样本选择：选择高质量的样本，可能与某一距离的最大最亮散射体相比，另一距离上最小最亮的散射体能量可能更高，如图17所示，为增加每个距离块的样本数，可在单个距离单元选择多个样本，截取以强散射体为中心，左边和右边长度为w2/2长度的数据放入散射池中，w2一般取2～3个分辨单元，相当于对数据进行了循环移位和加窗滤波，消除了多普勒项对相位误差估计的干扰，有效抑制了杂波对估计精度的影响。[0233]图中距离单元a有两个较强散射点且互相没有干扰，距离单元b有一个较强的散射点，距离单元c没有理想的散射点，距离单元d有两个较强的散射点，但重叠在一起，因此为了更精确的估计相位误差，应选则距离单元a中两个散射点，b中一个散射点，舍弃距离单元c和d。要精选高质量的散射体，有多种方法计算散射体的优劣值，其中一种方法是在相位域计算对比度，计算公式如公式(20)所示[0234][0235]3、相位误差估计：首先将精选后的特显点补零至原数据长度，ifft变换后的数据可表示为公式(21)：[0236]gn(u)＝|gn(u)|·exp(j[φε(u)+θn(u)])ꢀꢀꢀ(21)[0237]式中是|gn(u)|图像单元的幅度，φε(u)表示相位误差，θn(u)是与距离单元相关的相位项，然后通过错开一个单位的同距离单元相位共轭相减，即可去除θn(u)相位项，得到相位误差梯度的估计，相位误差梯度的最小线性无偏估计(lumv)可以由公式(22)得到：[0238][0239]对相位误差梯度进行积分即可得到对相位误差的估计。[0240]4、重复1-3，直至相位误差小于设定阈值，结束迭代。[0241]距离分块规则描述如下：首次设置分块数较大，根据本次估计中相邻分块估计的相位误差计算方差和均值，当方差和均值的比值小于设定的阈值时，合并相邻分块，并令相位误差估计为两分块相位误差估计的均值。然后进行下一次相位误差估计。自适应距离分块能有效消除距离分块不合理带来的估计误差，增强算法的实用性。[0242]本技术方法与上述雷达系统联合使用的一个例子如下：[0243]1.根据对待观测区域现场进行考察并综合考虑地基sar理论最优监测范围等因素，在待观测区域对面选择合适位置架设系统，同时根据实际情况在待测边坡布设角反射器。[0244]2.启动本技术雷达系统，开始监测，系统将fmcw信号源产生的信号4倍频至ka波段，通过功分器选择一路发射通道开启将信号发射出去，同时接收通道开启，16路接收通道将接收到的信号经低噪运放进行放大，与本振信号进行混频将接收到的高频信号混频到中频。[0245]3.得到的中频信号经中频滤波和放大后送至信息采集处理模块，转换为计算器能够处理的数字信号，送入gpu处理平台。[0246]4.经处理后得到监测区域的高空间分辨率二维影像，再利用差分干涉测量技术比较同一区域不同时间内观测得到的相位信息，获取两次观测时间内监测区域的形变信息，累加得到整个观测过程中观测区域的形变信息。[0247]5.对控制点的监测结果与gps的准确监测结果对比，评定系统精度。[0248]应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。[0249]在本技术的一个实施例中，提供一种高集成度便携式mimo形变监测雷达校正装置，该高集成度便携式mimo形变监测雷达校正装置与上述实施例中的高集成度便携式mimo形变监测雷达校正方法一一对应。该高集成度便携式mimo形变监测雷达校正装置包括：[0250]获取模块，用于获取gpu处理平台处理后的数据初步成像数据；[0251]分块模块，用于对所述数据按距离分块，得到分块样本；[0252]计算模块，用于对所述特显点补零至原数据长度后进行ifft变换，以估计相位误差；[0253]判断模块，用于判断相位误差是否小于设定阈值，若否，对初步成像结果进行相位补偿并重复步骤二至步骤五；若是，结束迭代。[0254]上述的高集成度便携式mimo形变监测雷达校正装置各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。[0255]在本技术实施例的一个实施例中，提供一种计算机设备，该计算机设备可以是服务器。该计算机设备包括通过系统总线连接的处理器、存储器和网络接口。其中，该计算机设备的处理器用于提供计算和控制能力。该计算机设备的存储器可以由任何类型的易失性或非易失性存储设备或者它们的组合实现，易失性或非易失性存储设备包括但不限于：磁盘，光盘，eeprom(electrically-erasableprogrammablereadonlymemory，电可擦除可编程只读存储器)，eprom(erasableprogrammablereadonlymemory，可擦除可编程只读存储器)，sram(staticrandomaccessmemory，静态随时存取存储器)，rom(read-onlymemory，只读存储器)，磁存储器，快闪存储器，prom(programmableread-onlymemory，可编程只读存储器)。该计算机设备的存储器为存储于其内部的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该计算机设备的网络接口用于与外部的终端通过网络连接通信。该计算机程序被处理器执行时实现上述实施例所述的高集成度便携式mimo形变监测雷达校正方法步骤。[0256]在本技术的一个实施例中，提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述实施例所述的高集成度便携式mimo形变监测雷达校正方法步骤。所述计算机可读存储介质包括rom(read-onlymemory，只读存储器)、ram(random-accessmemory，随机存取存储器)、cd-rom(compactdiscreadꢀ‑onlymemory，只读光盘)、磁盘、软盘等。[0257]所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将本技术所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。当前第1页12当前第1页12