专利名称：测距方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种方法和装置，它用来测量到地下的、水中或雪中的待测目标的距离，到熔炼炉或转炉中炉渣面或钢水面的距离，以及到普通待测目标的距离。
以采用电磁波的非接触方式测量到地下或水中的待测目标的距离的已知方法包括在日本专利公开说明书55-44916中给出的发射几毫微秒数量级(10-9秒)单脉冲的方法，以及在文献“采用编码脉冲的地下雷达”(铃木等，电子、信息和通信工程研究所，技术报告SANE87-4，1987)中给出的发射伪随机信号以代替脉冲信号的另一方法。
在发射伪随机信号的方法中，易于产生自相关输出的M序列信号(最大长度序列)或Barker编码信号一类的伪随机信号以一定的脉冲重复频率(PRF)产生，则在进行功率放大后，所产生的信号作为电磁波通过发射天线发射到地下或者水中。由待测目标反射的电磁波通过接收天线被接受，从而在利用采样装置将高速接收信号转换为低速接收信号之后，接收信号由一个相关器进行脉冲压缩，并产生一个信号幅度增大的检测信号。从发射伪随机信号到由相关器产生检测信号之间的时间间隔如同普通雷达一样，等于电磁波在发射和接收天线与待测目标之间的距离上来回传播的时间，这样，到待测目标的距离就可被计算出来。一般来说，电磁波在地下比在空中衰减更多，而且相位也有变化。这样，所用电磁波的频率就应根据地球的性质(例如湿土壤或干土壤)及检测距离等因素来选择。
上述测量的伪随机信号的发射与相关器检测信号的产生之间的时间这种普通的方法和装置具有一个缺点，就是需要一个采样装置，从而增加了元件数目，增大了装置的尺寸，增加了成本。此外，相关器需要一个分接的延迟线作为组成部分，其缺点是接收信号通过延迟线引起的波形畸变会导致测量误差。
另一方面，将接收信号进行模数转换并进行数字信号处理的相关器构成方法仍没有大量采用，这是因为电路元件的响应速度有限及难于进行实时处理所致。
另外，测量熔炼炉、转炉中炉渣面或钢水面的普通液面测量方法，以及测量待测目标位置的方法大致可分为二种，即接触式和非接触式。
接触式方法包括一种已公开在日本实用新案公开说明书61-129858中的导电式检测方法及相应的装置，其中至少两个电极在炉子上方上下移动，电压加在电极之间，由此通过电极间的导电检测炉渣的存在，通过电极的位置可测量炉渣面。
此外，作为接触式的温度分布测量方法，在日本专利公开说明书61-217516中给出一种装置，许多温度传感器以适当间距埋在转炉的吹管中，炉中的温度分布由温度传感器随时测量，，从而根据温度分布的特点测出炉渣面。
非接触式方法包括一种在日本专利公开说明书63-21584及61-57875中给出的微波FMCW(调频连续波)方法，其中频率约为10GHz的连续微波被调频，并从天线向待测表面发射，由此可得出发射信号与从待测表面反射的波混和而形成的拍频，并测出表面位置。这种测量天线至待测目标距离的方法是基于微波在天线至待测目标的距离来回传播所需的时间与拍频有关。
此外，还有一种已知的利用微波脉冲调制的方法，其中象用普通雷达检测飞翔目标一样，频率约为10-20GHz的微波被脉冲调制并被发射，根据从待测目标接收到反射波时波传播所需的时间正比于到目标的距离，可测出到待测目标的距离。
另外，如文献“使用随机信号序列的脉冲压缩雷达的实验研究”(Nishimoto等，电子、信息和通讯工程研究所，技术报告SANE85-25，1985年9月)所给出的，已知一种采用雷达的测量方法，其中频率为1至几十GHz的载波被伪随机信号调制，例如被一个最大长度序列信号调制，并向目标发射，以接收从目标的反射波，而且在解调系统中使用了与分接的延迟线相结合的最佳匹配滤波器和一个加权加法器以进行脉冲压缩，由此提高分辨率和灵敏度。
对于上述寻常的液面测量方法或者测量到目标距离的方法，如果它们是接触式的，就会减小接触炉中矿渣或钢水部件的使用寿命，或者会损坏这些部件。在导电检测的情况下，存在产生错误信号的缺点，这种信号是由于灰尘或炉中的钢水溅沫导致的绝缘部件失灵而引起的，并存在由于电极垂直运动的检测而导致的不能进行连续测量的缺点等等。
此外，在接触式的温度分布测量方法中，温度传感器埋在水冷却的吹管中会由于吹管的热传递性质而减小这些温度传感器的灵敏度。还有另一个缺点，就是在为了改善测量精度而增加温度传感器的数目时，从空间和温度的角度对传感器的接线存在许多限制。
在非接触式的微波FMCW方法中，由于炉内空间有限，且在此空间中存在吹管和进料口这样的微波反射体，当微波向炉内发射时，会产生包括多次反射波在内的不希望有的反射波。这样就产生了缺点，即很难消除这些不希望有的反射信号，从而很难精确测量仅从待测目标反射的信号。
另外，在非接触式的脉冲调制微波方法中，由于通常信号的接收是在脉冲调制波完全发射完之后进行的，考虑到微波的传播速度，对于短距离测量雷达就需要发射一个具有较大发射峰功率并被很短时间间隔的脉冲调制的微波，并需要测量接收到从近距目标反射的反射信号所需的很短的时间，缺点就是很难从技术上实现这些措施，从而使这种方法不适用于炉子液面测量之类短距离测量中。
进而，在非接触式的微波脉冲压缩雷达方法中，存在这样的缺点，即在接收信号后对脉冲宽度进行压缩以增加接收功率并由此改善分辨率和灵敏度时，在解调系统中所需的与分接的延迟线结合的最佳匹配滤波器和加权加法器的结构较复杂，特别是当伪随机信号的长度增加(例如从25增到220)以增加灵敏度时，装置的结构更复杂，尺寸也加大，从而增加了成本。还有另一个缺点，即需要进行繁琐的操作，例如调整各分支的延迟时间，以及对波在延迟线中传播时波形的畸变进行调整校正。另一个缺点是在用数字信号处理来构成匹配滤波器的作用时，需要有高速A-D转换器和高速计算单元，同样这也会使装置的结构复杂，尺寸增大并增加成本。
本发明的目的是构成一种方法和装置，它能克服常规的测量地下或水中待测目标距离的方法和装置的缺陷，并且用简单的结构就可以测量到这些待测目标的距离。
本发明的另一个目的是构成一种方法和装置，它能克服常规的测量熔炼炉、转炉中炉渣面或钢水面的方法和装置的缺陷，并且能够用便宜的装置不受灰尘等测量环境的影响，以非接触方式连续地精确测量炉渣面或钢水面一类液面位置或者到近距的待测目标的距离。
为完成第一个目的，按照本发明构成一种距离测量方法，包括产生形状相同但频率略有不同的第一和第二伪随机信号;将伪随机信号分为两部分，一部分向待测目标发射，另一部分与第二伪随机信号相乘以算出乘积(第一乘积);算出由目标反射的接收信号与第二伪随机信号的乘积(第二乘积);测量第一乘积的时序形状与第二乘积的时序形状之间的时间差;从而测出到目标的距离。
为完成第一个目的，按照本发明构成一种距离测量装置，包括用来产生形状相同但频率略有不同的第一和第二伪随机信号的第一和第二伪随机信号发生装置;将第一伪随机信号发生装置的输出作为发射信号发射到待测目标的发射装置;接收从目标反射的信号以得到接收信号的接收装置;将第一和第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第一乘法器;将接收装置的输出和第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第二乘法器;及测量第一和第二乘法器输出的时序形状时间差的装置。
为完成第二个目的，按照本发明构成了一种测距方法，它包括产生第一伪随机信号和形状与第一伪随机信号相同但频率略有不同的第二伪随机信号;将第一和第二伪随机信号相乘以得到乘积的时序形状，用第一伪随机信号调制一个载波并将调制的载波发射到待测目标;将从目标反射的接收信号与第二伪随机信号相乘;检测相关调制载波以产生检测信号的时序形状;并且测量乘积时序形状和检测信号的时序形状之间的时间差，从而测量到目标的距离。
为实现第二个目的，按照本发明构成了一种测距装置，包括第一伪随机信号发生装置;用以产生形状与第一伪随机信号发生装置的输出信号相同但频率略为不同的输出信号的第二伪随机信号发生装置;将第一伪随机信号和第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第一乘法器;将载波发生装置的输出信号被第一伪随机信号发生装置的输出调制后所得到的信号作为发射信号发射到待测目标的发射装置;接收从目标反射的信号以形成接收信号的接收装置;将接收装置的输出与第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第二乘法器;检测第二乘法器产生的载波的检测装置;及测量检测装置产生的检测信号的时序形状与第一乘法器的乘积时序形状之间的时间差的测量装置。
按照本发明的第一和第二方案，采用这样的方法具有使从待测目标的检测信号与参考信号间的测量时间在时间尺度上大大地扩展了的优点，其中第一伪随机信号被直接发射到待测目标或者由第一伪随机信号进行相位调制的载波被发射到待测目标，且从目标反射的接收信号由形状与第一伪随机信号相同而频率相近的第二伪随机信号进行相关处理，则时间的测量可直接采用低速信号。结果在常规的实时高速信号处理中所需的取样装置就可去掉，且装置可用低速电路元件构成，可减小装置尺寸和成本。
此外，在正比于待测距离的时间测量中，测量相对于实时是用大大扩展的时间尺度来进行的，从而不仅到近距目标的距离可精确测量，而且从指定目标反射的有用信号和观测范围以外的无用信号可在时间尺度上被清楚地区别并彼此分开，以产生一个检测信号。这样，在测量炉内的液面时，既使在炉内空间有限，可能产生无用的反射波的测量环境下，也可以消除无用的反射波，并稳定地测量液面。
附图简要说明
图1是发射伪随机信号的常规水下或地下探测雷达系统的框图;
图2是图1中相关器的框图;
图3是表示本发明第一个实施例的框图;
图4是表示图3中7位最大长度序列信号发生器结构的框图;
图5是最大长度序列信号发生器的输出波形图;
图6是用来解释图3实施例工作情况的一组信号波形;
图7是表示时钟的一个实施例的框图;
图8是用于第一实施例的图形显示系统的框图;
图9是第一实施例中检测信号的显示图象;
图10是本发明第二实施例的框图;
图11是用来解释第二实施例工作情况的一组信号波形;
图12是第二实施例用于测量熔炼炉中炉渣面的装置的示意图。
下面结合附图详细说明虽然本发明和已有技术在使用伪随机信号方面具有共同特征，但已有技术是使用单一伪随机信号以测量电磁波实际传播时间的方法。相反，本发明是一种使用两个形状相同但频率彼此略有不同的伪随机信号的方法，检测两信号在发射前和接收后的相关输出，由此与实时相比大为扩展测量时间。这样，为了明确本发明与已有技术的差别，先对已有技术进行解释。
参照图1，其中示出常规的发射伪随机信号的地下或水下探测雷达系统的框图。图中标号107表示一个功率放大器，108为接收放大器，109为发射天线、110为接收天线，116为地下或水中的目标，117为最大长度序列信号发生器，118为采样装置，119为相关器，而120-1、120-2和120-3为增益控制器。
图2为相关器的框图，图中标号121表示分接的延迟线，122为极性转换器，123为加法器。
下面说明图1和图2装置的工作原理。首先，一个触发信号以一定的重复频率加到最大长度序列信号发生器117上。最大长度序列信号发生器117被用作一个伪随机信号发生装置，且其编码具有一定周期性。每次加以触发信号时，最大长度序列信号发生器117产生一个周期的最大长度信号。最大长度序列信号发生器117的输出信号通过增益控制器120-1、功率放大器107和增益控制器120-2由发射天线109作为电磁波发射到地下或水中。所发射的电磁波被地下或水中的待测目标116反射。接收天线110的输出信号经过接收放大器108和增益控制器120-3加到采样装置118上。采样装置118具有将高速信号转换为低速信号的作用。假定相应于N个触发信号获得了N个波形相同的接收信号，这个接收信号在时间上分为N个信号X1，X2，……XN。这样，第一个接收信号中只有信号X1被采样，而第二个接收信号中只有信号X2被采样。这种采样过程反复进行，从而从N个接收信号中产生了单一的接收信号X1，X2，……XN。用这种方法，采样装置118将高速接收信号转换为低速接收信号，而它的输出被加到相关器119中。相关器119具有确定输入信号与预先存储的最大长度序列信号之间相关程度的作用，图2表示它的详细框图。输入信号被加到分接的延迟线121上，各信号根据其延迟时间由各分支输出。由分接的延时线121的分支输出的信号被加到极性转换器122上。在极性转换器122中，“+”号表示不进行极性转换，而“-”号表示进行极性转换。输出信号并行加到加法器123中，它依次将并行的输入信号相加以得到和。结果，接收信号在时间上被压缩而在幅值上增加了，随后它从相关器119输出。在这种技术中，采用伪随机信号是为了对接收信号进行脉冲压缩，而与普通雷达一样，距离测量是用电磁波在发射和接收天线与待测目标之间来回传播所需的时间来进行的。
其次，对本发明进行说明。按照本发明的距离测量方法包括产生用来发射和从待测目标接收的第一伪随机信号，和作为参考信号的与第一伪随机信号形状相同但频率略为不同的第二伪随机信号;检测参考的第二伪随机信号与发射的第一伪随机信号之间最大相关值的出现时刻，以及第二伪随机信号与接收的第一伪随机信号之间最大相关值的出现时刻;测量两个最大相关值检测时刻的时间间隔;由此测量正比于到待测目标距离的时间。这个测量的时间与常规方法中电磁波传播所需的实际时间相比大为扩展，这样就可以直接用低速信号来测量时间。
按照本发明第一实施例的距离测量装置采用上述测量方法，则不再需要以前用于高速信号处理的采样装置，且装置由低速电路元件构成。此外，也不需要由于波形畸变而产生测量误差的分接延迟线。
另外，按照第一实施例的装置还包括为了检测伪随机信号之间最大相关值而采用的检测相关值的一对乘法器;当各乘法器获得最大输出值时产生脉冲的装置;以及测量两个脉冲间时间间隔的装置，从而可进行非常精确的时间测量。
在这个实施例中，两个伪随机信号发生装置都是时钟同步型的伪随机信号发生器，且两个发生器结构相同只是驱动时钟信号的频率彼此略有不同。这样，可采用普通电路来构成两个伪随机信号发生装置。
第一实施例的工作原理介绍如下。
假设f1表示第一伪随机信号的时钟频率，f2表示第二伪随机信号的时钟频率，且两伪随机信号形状相同。假定f1＞f2。
若TB表示一个时间范围，在此范围内通过检测发射的第一伪随机信号和第二伪随机信号之间的相关程度为最大值而产生一个参考信号则在TB时间内包含的第一和第二伪随机信号的波数差正好是一个周期的N倍。
换言之，TB·f1＝TB·f2+N化简上式，时间TB由式(1)给出TB＝N/(f1-f2) (1)换句话说，参考信号获得最大值的时间TB在两时钟频率差减小时增大。
进而，若TD表示由确定第一伪随机信号经发射、由待测目标反射、传播一段时间τ再被接收而产生的信号与第二伪随机信号之间相关程度而产生检测信号的时刻，与参考信号达到最大值的时刻之间的时间差，则在时间差TD内第二伪随机信号的波数比在TD内第一伪随机信号的波数小，差为第一伪随机信号在时间τ内的波数，于是有TD·f2＝TD·f1-τ·f1化简上式，时间差TD由(2)式给出TD＝τ·f1/(f1-f2) (2)换句话说，传播时间τ在时间尺度上扩展f1/(f1-f2)倍，或者它以低速TD测量。由于这种测量时间的扩展，按照本发明的距离测量方法和装置就很适用于短距离测量目的。
若V表示传播速度，X表示到待测目标的距离，则传播时间τ由下式给出
τ＝2X/V由(2)式可得到(3)式X＝〔(f1-f2)/2f1〕·V·TD(3)通过测量时间差TD，由(3)式就可以测量距离X。
现在参考表示本发明第一实施例的框图3，标号101和102表示时钟信号发生器，103和104为最大长度序列信号发生器，105和106为乘法器，107为功率放大器，108为接收放大器，109为发射天线，110为接收天线，111和112为低通滤波器，113和114为最大值检测器，115为测时表，116为待测目标。
此外，第一伪随机信号发生装置由时钟信号发生器101和最大长度序列信号发生器104构成。
第二伪随机信号发生装置由时钟信号发生器102和最大长度序列信号发生器104构成。
功率放大器107和发射天线109构成向目标116发射第一伪随机信号发生装置的输出信号的发射装置。
接收天线110和接收放大器108构成接收从目标116反射的接收信号的装置。
时间差测量装置由低通滤波器111和112、最大值检测器113和114及测时表115构成。
参考表示7位最大长度序列信号发生器结构的图4，标号124表示7位结构的移位寄存器，125为“异或”逻辑电路。
图5是最大长度序列信号发生器的输出波形图。
图6是用来解释图3实施例工作原理的一组波形。
下面参照图4-6说明本实施例的工作原理。时钟信号发生器101产生频率为f1的时钟信号而时钟信号发生器102产生频率为f2的时钟信号。本发明的一个特征就是第一时钟信号的频率f1与第二时钟信号的频率f2非常接近，频率差很小。下面给出一种情况，其中f1＝100.004MHz，f2＝99.996MHz，频率差f1-f2＝8KHz。时钟信号发生器101产生的频率为f1的时钟信号作为同步信号被加到最大长度序列信号发生器103，以产生最大长度序列信号，而时钟信号发生器102产生的频率为f2的时钟信号被同样地加到最大长度序列信号发生器104。最大长度序列信号发生器103和104可以作为一种伪随机信号发生装置被使用，而Baker码发生器也可代替最大长度序列信号发生器来使用。在本实施例中，使用了7位最大长度序列码，它的结构示于图4。
换言之，由与时钟信号同步的7级触发器构成的移位寄存器124被采用，从而第六级和第七级触发器的输出信号通过“异或”电路125加到第一级触发器，且未示出的时钟信号加到各触发级，由此从7级触发器产生输出信号以得到与时钟信号同步的最大长度序列码。这样产生的最大长度序列码是周期性循环的码，由数字“1”和“0”或“+”和“-”构成，在本实施例中数字“1”和“0”分别产生正电压(+E)和负电压(-E)信号，如图5所示。对于循环的最大长度序列信号的周期，由于信号包括7位，在产生N＝27-1＝127个信号后完成一个周期。随后，在下一个或第128个信号开始产生与上一周期相同的信号，且这一周期反复循环。一般地，虽然在部分考虑时最大长度序列信号是随机信号，它仍被作为实现自相关作用的信号使用，并被用在常规装置的脉冲压缩雷达中。
最大长度序列信号发生器103和104由相同电路构成，产生同样的7位最大长度序列信号，仅有的差别是输入时钟信号的频率f1和f2彼此略有差别。
另外，采用ECL(发射耦合逻辑)元件可很容易地构成时钟频率约为100MHz的移位寄存器。每个最大长度序列信号发生器103和104反复地输出每周期包括127个电压+E和-E的最大长度序列信号M1和M2。但是由于输入时钟信号频率彼此略有差别，最大长度序列信号M1和M2之间周期长度略有不同。最大长度序列信号M1和M2的周期可以确定如下M1的周期＝127×1/100.004MHz≈1269.9492ns，而M2的周期＝127×1/99.996MHz≈1270.0508ns。换句话说，最大长度序列信号M1和M2的周期约为1270ns(10-9秒)的同时，两个周期时间相差约0.1毫微秒。这样，若最大长度序列信号M1和M2被循环产生，而在某一时刻ta两信号M1和M2的形状重合，在经过一个周期的时间后两信号间就会产生0.1毫微秒的偏差，而在经过100个周期后两信号间就会产生10毫微秒的偏差。由于最大长度序列信号在1270毫微秒的一个周期内产生127个信号，则每个信号的持续时间为10毫微秒。这样，在最大长度序列信号M1和M2之间产生10毫微秒的偏差意味着产生对应于一个最大长度序列信号的偏差。这些时间示于图6。特别是在图6中，(a)表示参考最大长度序列信号发生器104一个周期的输出包括127个信号，其周期为1270毫微秒，(b)表示最大长度序列信号发生器104的输出M2从第一100到第300个周期循环产生。同样，(c)表示最大长度序列信号发生器103的输出M1与最大长度序列信号发生器104的输出M2相比一个周期少0.1毫微秒，100个周期少10毫微秒，以及在时刻ta最大长度序列信号M1和M2进入同步，则使两信号形状重合。此外，在最大长度序列信号M1和M2的形状于时刻ta重合以后，偏差会再次逐渐增大，以使两信号形状在经过一定时间TB后再次重合。当最大长度序列信号M1和M2进入同步以使两信号形状重合时，两信号的相关输出变为最大，相关计算由下面描述的乘法器105来进行。此外，在第一实施例中，获得最大相关输出的时间TB可通过将最大长度序列信号一个周期的波数N＝127，频率f1＝100.004MHz和f2＝99.996MHz代入上面的方程(1)中而算出TB＝15.875毫秒。
由最大长度序列信号发生器103和104分别产生的最大长度序列信号M1和M2各分为两部分，一部分信号加到乘法器105上。每个乘法器105和106由宽带双平衡混和器(DBM)构成，并进行确定两个最大长度序列信号的相关输出的乘法运算。前面提到最大长度序列信号包含正的和负的电压信号，则相同符号相乘的结果为正电压而不同符号相乘的结果为负电压，由此在乘法器105和106的输出端分别产生正的和负的电压信号。这样，在最大长度序列信号M1和M2形状重合的时刻ta附近乘法器105的输出信号包括了一个正电压或正电压脉冲重复信号。但是，最大长度序列信号M1和M2的周期略有差别，从而每经过一个周期的时间后两信号间就产生0.1毫微秒的偏差。这样，从时刻ta起经过100个周期后，在最大长度序列信号M1和M2之间就产生了10毫微秒的偏差或相应于一个信号间隔的偏差。在这种条件下，在信号间不再有任何相关性，在乘法器105的输出端随机地产生正的和负的脉冲信号链。乘法器105的输出波形用图6中(e)表示。乘法器105的输出信号被加到将信号转换为直流电压的低通滤波器111上。每一低通滤波器111和112具有一个截止频率fc，它起到衰减高于截止频率fc的高频输入分量的作用，并使输入信号平滑。低通滤波器111的输出信号在最大长度序列信号M1和M2形状重合的时刻ta获得最大值，而在最大长度序列信号M2从ta移过约100个周期后获得最小值，即在ta±127μS时最小。低通滤波器111的输出信号以三角形电压信号形式从最大值或顶点沿两边线性减小到最小值。低通滤波器111的输出波形用图6中(f)表示。此外，如上面所述，这个三角形电压信号是在两个最大长度序列信号进入同步的时期TB＝15.875被产生的。低通滤波器111的输出信号被加到最大值检测器113上。每个最大值检测器113和114具有检测从低通滤波器111和112所加的三角形电压最大值或三角形顶点电压的作用，并在检测到最大电压值时产生一个单一的脉冲信号。检测产生最大电压时间的方法可以包括采用一个A/D转换器和一个数字数据比较器，通过高速采样信号连续将输入的三角形模拟信号进行转换，通过数据比较器随时比较由前面采样信号获得的数据和由现在采样信号获得的数据的相对幅值，并检测输入信号从增加到减小相对于时间的变化时刻。可通过连续比较相同采样的模拟信号来实现同样的作用。应当注意由于噪声等存在而出现小的峰值的危险，这只需建立一个阈值，则峰值的检测只对超过阈值的信号进行。最大值检测器113在输入信号的最大值检测时间ta向测时表115提供一个脉冲输出以作为时间测量的开始信号。当从最大值检测器113加上一个测时开始信号或参考时间时，测时表115开始测量时间。这一条件在图6(i)和(k)中表示。从最大长度序列信号发生器103产生的最大长度序列信号M1所分的两部分中，最大长度序列信号M1的另一部分被加到功率放大器107中，从而输出功率被放大到例如20毫瓦。从功率放大器107输出的最大长度序列信号被送到发射天线109。发射天线109将最大长度序列信号的电磁波发射到传播媒介中。发射的电磁波被导电率和介电常数不同于传播媒介的目标116反射，随后被接收天线110接收。被接收天线110检测的反射信号被送到接收放大器108中，从而进行信号的放大和整形。接收放大器108的输出信号M1′与发射天线109作为电磁波发射的最大长度序列信号M1在到目标116的距离上来回传播并又到达接收天线110而延迟了传播时间的信号是相同的。
严格讲，虽然在功率放大器107和信号放大器108等中存在一定的延迟时间，从测量的观点，这些延迟时间是可以消除的，例如采用测量数据处理阶段消除这些延迟时间的方法或者将最大长度序列信号发生器103的输出信号M1加在具有相同延迟时间的延迟电路的方法来进行。用这种方法，延迟时间正比于发射和接收天线109和110与目标116间距离的最大长度序列信号M1′从接收放大器108中产生并被加到乘法器106的一个输入端。假设目标116处于空气中并距发射和接收天线109和110各3米远。由于电磁波在空气中来回传播3米距离需要20毫微秒，则从接收放大器108产生的最大长度序列信号M1′滞后于最大长度序列信号发生器103产生的最大长度序列信号M120毫微秒。这种情况示于图6中(d)。此外，在最大长度序列信号发生器104产生的最大长度序列信号M2所分的两部分中，另一部分最大长度序列信号M2被加在乘法器106的另一个输入端。以类似于乘法器105的方法，进行最大长度序列信号M1′和M2的相乘。乘法器106将最大长度序列信号M1′和M2的相乘结果加到低通滤波器112上。低通滤波器112产生一个其顶点对应于两个信号M1′和M2形状重合时刻的三角形电压信号，而这个电压信号加到最大值检测器114上。下面的工作原理与乘法器105和低通滤波器111相关的工作原理是一样的。唯一的差别是最大长度序列信号M1′和M2形状重合的时刻不同。由于最大长度序列信号M1′滞后于最大长度序列信号M120毫微秒，且最大长度序列信号M1′的周期短于信号M2的周期，则两信号M1′和M2的形状在从ta滞后最大长度序列信号M2的200个周期的时刻tb处重合。由于最大长度序列信号M2的一个周期为1.27微秒，200个周期为1.27微秒×200＝254微秒，则时刻tb滞后于ta254微秒。最大值检测器114在检测到所加的三角形电压最大值后产生一个脉冲输出，当然这一信号是在tb时产生的。最大值检测器114的工作原理与上面提到的最大值检测器113的一样，此时产生的脉冲输出作为时间测量的结束信号加到测时表115上。测时表115测出测时开始信号产生的时刻ta到测时结束信号产生的时刻tb之间的时间长度。在本实施例中，获得上面提到过的254微秒的测量结果。测时方法可以为常规方法，产生一个从测量开始时间到结束时间的时间门信号，并计算在时间门信号内时钟信号的数目。测时表115测出的时间正比于从本装置的发射和接收天线到目标的距离。换言之，上面的254微秒对应于3米距离，而2540微秒对应于30米距离。这样，通过测量时间，就可以测量到待测目标的距离。此外，本发明与常规的雷达系统大为不同，就是正比于距离的时间被大大扩展了。换言之，为测量3米距离普通雷达需测量20毫微秒的时间(20×10-9秒)。而根据本发明，为测量3米距离需要测量254微秒(254×10-6秒)的时间。测量时间的扩展率可将f1＝100.004MHz和f2＝99.996MHz代入前面的方程(2)中算出，得到下式(4)TD＝12500·τ (4)换言之，在时间尺度上的时间值扩展12500倍，只需测量很低速度的信号。这样，本发明的雷达系统具有很大的特点，即可以改善短距离测量的精确度，且装置可方便地用便宜的低速元件构成。测时表115的时间测量根据上述周期为15.875毫秒的测时开始信号的施加而进行的。这样，当目标移动时，从发射和接收天线到目标距离的变化可以以15.875毫秒的间隔被检测。此外，根据本实施例的时间测量，15.875毫秒对应于约188米的距离。虽然188米的最大检测距离对于普通的地下探测用途是足够的，但通过适当选择时钟频率f1和f2，还可以改变时间尺度的扩展率和最大探测距离。
参考图7，示出了时钟信号发生器的一个实施例框图。图中，标号126表示一个晶体控制振荡器，它的频率为3MHz;127-1、127-2和127-3为混和器，每个都用来混和两个频率为fA和fB的信号以产生和频信号fA+fB和差频信号fA-fB;128-1为频率为4KHz的振荡器，128-2是频率为97MHz的振荡器;129-1、129-2、129-3和129-4是选通频率分别为3.004MHz、2.996MHz、100.004MHz及99.996MHz的带通滤波器。
下面说明图7的时钟信号发生器的工作原理。晶体控制振荡器产生3MHz的信号，振荡器128-1产生4KHz的信号。这些信号由平衡调制器构成的混和器127-1混和，并产生3.004MHz和2.996MHz两个信号。从混和器127-1输出的信号中，3.004MHz的信号通过带通滤波器129-1加到混和器127-2，而2.996MHz的信号通过带通滤波器129-2加到混和器127-3。混和器127-2混和3.004MHz的信号和由振荡器128-2相加的97MHz的信号，以产生它们的和频和差频信号，其中和频信号100.004MHz通过带通滤波器129-3作为时钟频率f1。类似地，混和器127-3混和2.996MHz的信号和从振荡器128-2输入的97MHz的信号以产生输出信号，其中和频信号或99.996MHz的信号通过带通滤波器129-4而作为时钟频率f2。这种结构的优点是时钟频率f1和f2的差可以准确地保持为8KHz。按照本发明，两个时钟频率f1和f2被用来产生伪随机信号，并利用伪随机信号周期的不同来进行测量。于是为了改善测量精度，精确保持时钟频率差是很重要的。结果，通过采用PLL(锁相环)技术可构成能保持频率差为常数的时间信号发生器。
现在参考图8，其中给出了用图象形式显示本发明检测信号的图象显示装置的框图。图中，标号105、106、111和112表示相同于图1所示的部件。标号130表示由图象转换器131和显示单元132构成的图象显示装置。图象转换器131采用从低通滤波器111输出的信号作为距离测量的参考信号，采用从低通滤波器112输出的信号作为检测信号。采用参考信号与检测信号间的时间间隔作为相应距离的位置信息，根据接收强度，检测信号被显示为亮的或暗的图象信号。若发射和接收天线被移动，根据移动的距离，扫描的起始位置在阴极射线管的屏上移动。这样，本装置的特征是检测信号的速度很低，它可以直接被加到图象转换器而无需经过常规装置中的采样装置。
图9是本发明检测信号的显示图象。该图表示一个地下物体，例如一个3米深度的塑料管的检测信号显示图象的一个例子。图中横坐标表示发射和接收天线在横越管子的方向上移动的距离，而纵坐标表示检测距离。此外，检测信号的强度由亮度和灰度来显示。图中，向下开口的半圆形波形显示的上部表示检测到的管子。这种半圆形的图象是由于发射和接收天线不很定向而造成的，从实际的管子测量角度，这不会产生任何问题。另外，由于地面反射的波强，而从待测目标反射的波弱，则采用分别移动发射天线和接收天线的方法来减小从地面的反射。本发明也可用于地球勘探等地下测量中，采用在两个孔中工作的钻孔天线，除测量地下的反射波外还检测通过地球发射的电磁波。
虽然上面说明了用于地下或水下探测雷达的本发明实施例，本发明还可用于利用TDR(时间范畴反射器)的距离测量中。TDR是一种一般用于检测电线故障位置的技术，其中一个单脉冲形式或阶跃脉冲形式的电脉冲被送入导线的一端。这样，电脉冲沿导线传播，它在导线短路或断路等造成的阻抗性质变化的位置被反射回信号输入端。阻抗性质变化的位置可根据施加电脉冲的时刻与接收反射信号的时刻之间的时间间隔，以及电信号在线路中的传播速度来测定。此外，TDR方法可用于检测光纤中的故障位置，根据相同的原理而采用光脉冲。
通过在TDR方法中采用本发明的伪随机信号来代替电脉冲信号，阻抗特性的变化点同样也可以根据测时起始信号的检测时刻与反射伪随机信号和参考伪随机信号获得最大相关输出的时刻之间的时间间隔，以及电信号在线路中的传播速度来测定。这种方法具有的特点是既使噪声进入反射波，相关器也不会产生由于噪声引起的误动作，由此可以保证稳定的测量。
本发明第二实施例的距离测量方法和装置与第一实施例的测距方法和装置的主要区别在于，用经过第一伪随机信号进行相位调制的载波(例如频率约为10GHz的X频带波)得到的频谱分布信号被反射到待测目标来代替直接发射第一伪随机信号，且在进行接收波与第二伪随机信号间的相关处理后，由相干检测装置对接收波进行相干检测。采用载波的方法是为了实现第二实施例的目的，即适合于电磁波在空气中传播以测量熔炼炉和转炉中炉渣面或钢水面的测量方法。
按照第二实施例的测距方法和装置，由第一和第二伪随机信号发生装置分别产生第一伪随机信号和形状与第一伪随机信号相同但频率略为不同的第二伪随机信号，在由第一伪随机信号对载波进行相调制后，由发射装置向待测目标发射所得到的频谱分布信号，第二乘法器对接收装置接收的从目标反射的接收信号与第二伪随机信号进行乘法运算。当出现由第一伪随机信号调相的接收信号的调制相位与第二伪随机信号的相位同相的情况时，第二乘法器输出的相乘结果是同相载波，且它由相干检测装置进行同步检测。这种检测输出作为类似脉冲的目标检测信号，通过由一对低通滤波器，一对平方装置和一个加法器构成的检测信号发生装置来产生。
然而，虽然第一和第二伪随机信号是相同形状的编码，信号发生装置在频率上略为不同会导致在某时刻两个信号同相(即两信号的相关输出达到最大)，经过一段时间彼此产生相位差，在相位差超过一个码时，两个伪随机信号之间不再有任何相关性。在这种情况下，接收信号与第二伪随机信号相乘所得到的载波的相位变为随机的，在由相干检测装置进行同步检测后载波的频带被所通过的低通滤波器限制。这样不产生任何目标检测信号。
随后，当时间进一步增加以使第一和第二伪随机信号间的相位差正好为伪随机信号之一的一个周期时，又得到了同相条件，两个信号的相关输出达到最大，由此通过相干检测装置和检测信号发生装置又产生了脉冲状的目标检测信号。结果，这种情况以一定的时间间隔重复出现，产生了作为检测到的目标信号的周期性脉冲状信号。
另一方面，需要建立参考时刻以测量参考时刻与从接收信号中检测到目标检测信号的时刻之间的时间间隔，而所需的参考时刻由下面的方法产生。通过将第一和第二伪随机信号用第一乘法器直接相乘，并通过低通滤波器提取乘法结果或时序形状，可以产生周期与目标检测信号相同的脉冲状时间参考信号。
这样，由于产生时间参考信号的时刻与从接收信号中产生目标检测信号的时刻之间的时间间隔表示了电磁波在发射和接收天线与目标间来回传播时间的扩展值，则两信号间的时间间隔被转换为发射和接收天线到目标的距离。
第一实施例的原理叙述可被用于第二实施例工作情况的原理叙述。这是因为第二实施例工作的时刻表与第一实施例是一样的，除了在第二实施例中调制的载波信号被发射，且接收信号在经过相关计算后要经过相干检测之外。换句话说，可以将(1)式用于参考信号产生的时间TB，将(2)式用于测量时间TD，(3)式用于计算到待测目标的距离。
在根据本发明第二实施例的测距装置中，载波的相干检测装置用来通过第一分配器从发射载波发生装置的输出中提取一部分，将提出的输出转换为一个同相分量I和一个正交分量Q，将第二乘法器产生的载波通过第二分配器分成信号R1和R2，并产生正交的检测信号信号I和R1通过第三乘法器相乘的积I·R1和信号Q和R2通过第四乘法器相乘的积Q·R2。
在根据第二实施例的测距装置中，用于第一乘法器乘积的时序图形和正交的检测信号的时序图形的时差测量装置被设计成，一个测时计测量将第一乘法器的输出由第一低通滤波器限频而得到的脉冲状参考信号的最大值产生时刻，与将第三和第四乘法器的积I·R1和Q·R2由第二和第三低通滤波器限频、由一对平方装置将所得的结果平方、并由加法器得到平方值的和而产生的脉冲状检测信号的最大值产生时刻之间的时间间隔。
按照第二实施例的测距装置的使用是将装置安在熔炼炉、转炉或高炉上以后，反射和接收天线通过波导伸入炉内，并进行电磁波的反射和接收，从而进行炉渣面、钢水面或原料面等水平面的测量。
参考框图10，其中示出按照第二实施例的测距装置的实例，图中标号201和202为时钟信号发生器，203和204为伪随机信号发生器，205-209是由双平衡混和器构成的乘法器。标号210-212为低通滤波器，213和214为分流器，215和216是平方装置，218是测时表，219为载波发生器，220为混和耦合器，221为发射器，222为接收器，223为发射天线，224为接收天线，而225为目标。
图11示出一组用来解释图10装置工作原理的波形图。
图10装置的工作情况将参考图11进行说明。图3的最大长度序列信号发生器103和104可以分别用作伪随机信号发生器203和204。这样，在对图10说明时，伪随机信号发生器203和204将被认为可分别产生7位最大长度序列信号M1和M2。但除了最大长度序列信号之外，还可以用Gold序列信号、JPL序列信号等作为伪随机信号。与图3的时钟信号发生器101和102相似，每个时钟信号发生器201和202包括一个晶体控制振荡器以产生足够稳频的时钟信号，它们产生的频率彼此略有不同。这样，在图10的情况下，此可假定时钟信号发生器201产生的频率f1为100.004MHz，而时钟信号发生器202的频率f2为99.996MHz，则频率差为f1-f2＝8KHz。时钟信号发生器201和202的时钟信号f1和f2分别被送入伪随机信号发生器203和204。虽然由于驱动时钟信号频率不同而使伪随机信号发生器203和204的周期长度略为不同，它们各自产生的最大长度序列信号M1和M2形状相同。伪随机信号发生器203的输出M1被加到乘法器205和206，而伪随机信号发生器204的输出M2被加到乘法器205和207。
载波振荡器219可产生频率为10GHz的微波，它的输出信号被一个分配器213分开以加到乘法器206和混和耦合器220。乘法器206由双平衡混和器构成，它可对由分流器213所加的频率约为10GHz的载波和由伪随机信号发生器203所加的最大长度序列信号M1进行乘法运算，从而由载波的相调制产生了一个频谱分布信号并被送到发射器221。发射器221对所加的频谱分布信号进行功率放大转换并将它作为电磁波通过发射天线223发射到目标225。应当注意，频率为10GHz的电磁波在空气中波度为3厘米，它比炼钢炉中粉尘的尺寸大很多，所以不易受粉尘的影响。此外，发射天线223和接收天线224为羊角天线，它的方向性被很好地限定，可以尽量减小测量目标以外的反射信号。随后，每个天线的天线增益被选为20分贝左右。从发射天线223发射到目标225的电磁波被目标225反射，经接收天线224转换为电信号并被送到接收器222。将输入信号加到接收器222上的时间自然要比从发射天线223发射电磁波的时间滞后，滞后时间为电磁波传到目标并到达接收天线224时来回传播所需的时间。接收器222将输入信号放大并将它送到乘法器207。
另一方面，从伪随机信号发生器203和204分别将最大长度序列信号M1和M2加到乘法器205中进行乘法运算，得到的时序信号被加到低通滤波器210。示于图11(a)的波形表示低通滤波器210的输入信号，例如时序信号或乘法器205的乘积，波形显示出当两个伪随机信号同相时连续产生+E电压输出，而当两信号不同相时随机产生+E和-E电压输出。每个低通滤波器210-212进行频带限制，由此起到一种积分作用，所以产生如图11(b)所示的脉冲状信号，它作为两信号同相时相关处理值的积分信号。相反，在两信号不同相时低通滤波器的输出为零。这样，在低通滤波器210的输出端周期产生脉冲状信号。这种脉冲状信号作为时间参考信号被送到测时表218。这种参考信号的周期TB可由前述(1)式算出TB＝15.875毫秒，这是因为同图3的情况一样，最大长度序列信号一个周期的波数是N＝127，频率为f1＝100.004MHz，f2＝99.996MHz。这种参考信号及它的周期TB示于图11(d)。
此外，从接收器222产生的接收信号和从伪随机信号发生器204产生的最大长度序列信号M2被送入乘法器207以将两信号相乘。在由第一最大长度序列信号M1进行相位调制的发射载波接收信号的调制相位与第二最大长度序列信号M2的相位相同时，乘法器207产生作为同相载波信号的结果，而在接收信号的调制相位与最大长度序列信号M2的相位不同时则产生作为随机相位载波的结果，载波被送到分流器214。分流器214将输入信号分成两个以使两个分开的输出R1和R2分别被送到乘法器208和209。从分流器213加上一部分发射载波的混和耦合器220产生相对于输入信号的同相分量(相位差为零)信号I和正交分量(相位差为90°)信号Q，两信号分别被送入乘法器208和209。乘法器208将从混和耦合器220输出的信号I(即与载波振荡器219的输出同相的信号)与从分流器214输出的信号R1相乘，同样，乘法器209将输入信号Q(即与载波振荡器219具有90°相位差的信号)与R2相乘，由此作为正交检测信号分别得到同相分量(I·R1)和相位差90°的分量(Q·R2)。正交检测信号或信号(I·R1)和(Q·R2)分别被送入低通滤波器211和212。每个低通滤波器211和212起到频带限制及积分的作用，则它对两信号的相关处理值进行积分。换言之，当从乘法器207经过分流器214送到乘法器208的信号R1与从混和耦合器220送到乘法器208的信号I同相时，同样当加到乘法器209的信号Q和R2同相时，乘法器208和209的输出信号都为正的脉冲信号(电压为+E的脉冲信号)，且信号分别由低通滤波器211和212积分，由此在输出端产生较大的正电压。相反，如果信号R1和I不同相，以及如果信号R2和Q不同相，乘法器208和209的输出信号为随机改变正负极性的脉冲信号(即电压为+E和-E的脉冲信号)，这些信号分别由低通滤波器211和212积分，由此产生零输出。用这种方法在经过低通滤波器211和212积分之后，同相分量信号和正交分量信号分别被送到平方装置215和216中。每个平方装置215和216将输入信号幅值平方并将输出信号送到加法器217。加法器217将两个输入信号相加，由此产生了如图11(c)所示的脉冲状检测目标信号，并被送入测时表218。现在假定这个检测目标信号最大值产生在时刻tb。虽然上述从接收信号和最大长度序列信号M2的相关处理得到的信号中检测发射载波的同相分量和正交分量、在积分后对正交检测信号进行平方、产生由平方值的和形成的检测目标信号的方法在结构上多少有点复杂，但本方法可产生高灵敏度的检测目标信号。此外，由于产生最大长度序列信号等伪随机信号的相关输出，噪声的影响被减小，信号被加强，从而构成了具有高信噪比的测量系统。对于载波检测方法，存在一种采用晶体的检测方法，虽然灵敏度低，但结构简单，这种方法根据技术要求和成本可被采用。
测时表218测量从低通滤波器210输出的参考信号最大值的产生时刻ta至从加法器217输出的检测信号最大值的产生时刻tb的时间间隔TD。为此，测时表218具有测量两个输入信号最大值产生时刻的作用。例如，由时钟信号对输入电压值进行连续采样和记录，由电压比较器连续比较由前后时钟信号采样的数值，测出输入信号由上升到下降的转变时刻，从而测出输入信号最大值的产生时刻。上述时间间隔TD被表示为图11(d)所示的参考信号最大值的产生时刻ta与图11(c)所示的检测信号最大值的产生时刻tb之间的时间间隔。如上述(2)式所示，时间间隔TD是在比电磁波从发射和接收天线223和224到目标225的距离上来回传播实际所需的时间τ扩展了f1/(f1-f2)倍的时间尺度上得到的。在本实施例的情况下，f1＝100.004MHz f2＝99.996MHz，则根据上述(4)式，测量时间TD比传播时间τ扩展了12500倍。应注意测量时间TD是在参考信号TB区间得到的。
这样可以看到，按照本实施例，测量时间被大为扩展，既使距离很短，到任何目标的距离也可被精确测量。这样，可以说本实施例适用于短距离水平面测量装置以测量炉中的炉渣面或钢水面。
通过(3)式确定从发射和接收天线223和224至目标225的距离X米，我们可以得到(5)式X＝(f1-f2)/2f1·V·TD＝1.2×104·TD(5)现在参考图12，它表示用于测量熔炼炉中炉渣面的装置中本发明第二实施例的示意图。图中，标号240表示熔炼炉，241为水平面检测装置本体，242为发射天线，243为接收天线，244为波导，245为炉渣。
下面说明图12的结构。装在炉内的发射和接收天线242和243由用水冷的羊角天线构成，并通过波导244接到安在熔炼炉240上部的水平面测量装置241上。通过从水平面测量装置241经波导244和发射天线242发射电磁波、经接收天线243和波导244接收由炉渣面反射的电磁波、并将上述测量时间TD代入(5)式进行计算而得到炉内炉渣245水平面位置。实际上，根据本实施例的水平面测量装置的测量结果与实际测量炉渣堆放位置的测量结果十分吻合。
此外，在容易无用反射波的测量环境中，例如在炉内的有限空间中，按照本实施例采用大为扩展的时间测量到目标的距离的优点是通过一个时间门电路仅提取有用反射波的检测信号，而无用反射波的检测信号被消除，由此稳定地测量水平面位置或距离。
虽然，在本实施中发射和接收天线为两个分置的天线，本发明却并不限于此，天线系统可作为普通的发射接收天线而设计成单一的天线，并加以方向耦合器和去耦器以分开发射信号和接收信号。
进而，虽然本实施被指明用于水平面测量中，但通过适当选择产生两个伪随机信号的时钟频率，本实施例也可适用于普通目标，包括远距离目标的距离测量，例如飞行目标、船只和汽车。
此外，虽然在本实施例中，载波例举为约10GHz的微波，也可以用毫米波的电磁波以及光波电磁波、声波或超声波作为载波。
最后，本装置还可以利用时钟计算单位时间内目标测量距离的变化，以测量目标的速度。
权利要求
1.一种测距方法，包括如下步骤将第一伪随机信号向目标发射；计算第一伪随机信号和形状与第一伪随机信号相同但频率略为不同的第二伪随机信号的乘积(第一乘积)；计算通过接收由目标反射的信号所得到的接收信号与第二伪随机信号的乘积(第二乘积)；测量第一乘积的时序图形与第二乘积时序图形之间的时间差，以测量到目标的距离。
2.一种测距装置，包括产生第一伪随机信号的装置;将第一伪随机信号发生装置的输出作为发射信号发射到目标的装置;接收从目标反射的信号以获得接收信号的接收装置;产生形状与第一伪随机信号相同但频率略为不同的第二伪随机信号的装置;将第一伪随机信号发生装置的输出与第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第一乘法器;将接收装置的输出与第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第二乘法器;测量第一乘法器输出的时序图形与第二乘法器输出的时序图形之间的时间间隔的装置。
3.根据权利要求2的测距装置，其中测量时序图形之间时间间隔的装置包括在第一乘法器的平缓输出达到最大值时产生一个脉冲的第一脉冲发生装置;在第二乘法器的平缓输出达到最大值时产生一个脉冲的第二脉冲发生装置;以及测量第一脉冲发生装置的输出脉冲与第二脉冲发生装置的输出脉冲间时间间隔的装置，
4.根据权利要求2的测距装置，其中第一伪随机信号发生装置包括第一时钟信号发生器和由第一时钟信号发生器的输出驱动的第一时钟同步型伪随机信号发生装置;其中第二伪随机信号发生装置包括第二时钟信号发生器和由第二时钟信号发生器的输出驱动的第二时钟同步型伪随机信号发生装置;而其中第一和第二时钟同步型伪随机信号发生装置的结构相同，第一和第二时钟信号发生器在频率上略有不同。
5.根据权利要求3的测距装置，其中第一伪随机信号发生装置包括第一时钟信号发生器和由第一时钟信号发生器的输出驱动的第一时钟同步型伪随机信号发生装置;其中第二伪随机信号发生装置包括第二时钟信号发生器和由第二时钟信号发生器的输出驱动的第二时钟同步型伪随机信号发生装置;而其中第一和第二时钟同步型伪随机信号发生装置的结构相同，第一和第二时钟信号发生器在频率上略有不同。
6.一种测距方法，包括如下步骤产生第一伪随机信号和形状与第一伪随机信号相同但频率略为不同的第二伪随机信号;将第一和第二伪随机信号相乘以产生乘积的时序图形;用第一伪随机信号调制一个载波并将其发射到目标上;将接收目标反射信号所获得的接收信号与第二伪随机信号相乘以得到一个相关调制载波;检测相关调制载波以产生检测信号的时序图形;测量乘积时序图形与检测信号时序图形之间的时间间隔，从而测量到目标的距离。
7.一种测距装置，包括第一伪随机信号发生装置;用来产生形状与第一伪随机信号发生装置的输出信号相同但频率略为不同的输出信号的第二伪随机信号发生装置;将第一和第二伪随机信号发生装置的输出相乘的第一乘法器;载波发生装置;将载波发生装置的输出信号经过第一伪随机信号发生装置的输出调制后所产生的调制信号作为发射信号发射到目标的发射装置;接收目标反射信号以得到接收信号的接收装置;将接收装置的输出与第二伪随机信号发生装置的输出相乘以获得相关调制载波的第二乘法器;检测第二乘法器输出的相关调制载波的检测装置;测量由检测装置产生的检测信号时序图形与第一乘法器乘积的时序图形之间时间间隔的装置。
8.根据权利要求7的测距装置，其中检测第二乘法器产生的相关调制载波的检测装置包括获取载波发生装置输出信号一部分的第一分流器;接收上述分流器的输出以将其转换为同相分量(信号I)和相位彼此正交的正交分量(信号Q)的混和耦合器;将第二乘法器的输出分为R1信号和R2信号的第二分流器;将混合耦合器的输出信号I与第二分流器的输出信号R1相乘的第三乘法器;将混合耦合器的输出信号Q与第二分流器的输出信号R2相乘的第四乘法器。
9.根据权利要求7的测距装置，其中测量乘积时序图形与检测信号时序图形之间的时间间隔的装置包括接收第一乘法器的输出以对其进行带通限制的第一低通滤波器;分别接收第三和第四乘法器的输出以分别对它们进行带通限制的第二和第三低通滤波器;分别接收第二和第三低通滤波器的输出以分别进行平方运算的第一和第二平方装置;将第一和第二平方装置的输出相加的加法器;测量第一低通滤波器的输出信号达到最大值时刻与加法器的输出信号达到最大值的时刻之间时间间隔的测时表。
10.根据权利要求8的测距装置，其中测量乘积时序图形与检测信号时序图形之间时间间隔的装置包括接收第一乘法器的输出以对其进行带通限制的第一低通滤波器;分别接收第三和第四乘法器的输出以分别对它们进行带通限制的第二和第三低通滤波器;分别接收第二和第三低通滤波器的输出以分别进行平方运算的第一和第二平方装置;将第一和第二平方装置输出相加的加法器;测量第一低通滤波器的输出信号达到最大值的时刻与加法器的输出信号达到最大值的时刻之间时间间隔的测时表。
11.根据权利要求7的测距装置，其中测距装置安在熔炼炉、转炉或高炉的上部以测量炉渣面、钢水面或原料面。
12.根据权利要求8的测距装置，其中测距装置被安在熔炼炉、转炉或高炉的上部以测量炉渣面、钢水面或原料面。
13.根据权利要求9的测距装置，其中测距装置被安在熔炼炉、转炉或高炉的上部以测量炉渣面、钢水面或原料面。
14.根据权利要求10的测距装置，其中测距装置被安在熔炼炉、转炉或高炉的上部以测量炉渣面、钢水面或原料面。
全文摘要
测距方法和装置，先产生形状相同周期稍不同的两伪随机信号，在发射前得到它们的相关输出作为参考相关输出，将第一伪随机信号直接或调制一载波后发射到目标；检测目标接收的反射信号与第二伪随机信号的相关输出，由参考相关输出到该输出的时间测出到目标的距离。或，从目标反射并接收的调制载波和第二伪随机信号经相关处理检出相关调制载波经参考载波进行正交检测获得目标检测输出，再由参考相关输出与该输出的时间间隔测出到目标的距离。
文档编号G01S13/32GK1041654SQ89107030
公开日1990年4月25日 申请日期1989年8月8日 优先权日1988年10月6日
发明者长楝章生, 手塚浩一, 金尾义行 申请人:日本钢管株式会社