专利名称：一种稳定输出功率的开关电源的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种稳定输出功率的开关电源。可满足稳定输出功率的需求，如照明供电、电池充电及其它一些需要稳定输出功率的情况等。
背景技术：
一般的推动发光二极管的开关电源都是用专用的脉宽集成控制器，如在电子工业出版社《新型开关电源实用技术》第62、63页所介绍的开关电源——应用脉宽集成控制器UC3842，它是应用电流控制(Current Mode Control)PWM的集成电路。其不足之处在于1、需要专用脉宽集成控制器，制作成本高；2、需要比较大的开机及持续操作电流；3、外围器件要求较多，不利于微型化。
为此，本发明的发明人提出了一种公开号为CN2523108、发明名称为“一种自激振荡回扫式开关电源”的实用新型专利，该专利解决了上述现有技术存在的不足，不需要专用脉宽集成控制器、开机及持续操作电流小、线路简单。但是上述开关电源中还存在着复杂的电压反馈电路。
发明内容
本实用新型的目的就是为了克服上述现有技术的不足，提出一种稳定输出功率的开关电源。尤其是输入和输出电压需要宽范围的情况，如发光二极管供电或电池充电。
本实用新型实现上述目的方案是一种稳定输出功率的开关电源，包括变压器和自激振荡器，变压器由初级绕组T1-A和初级绕组T1-B组成，初级绕组T1-A的同相端用于接输入电压的正极，自激振荡器包括由电阻R2、电容C3串联组成的充电电路、主要包括电阻R6的电流变换电压反馈电路，变压器初级绕组T1-B和开关晶体管Q1，输入的电压经由电阻R2、电容C3串联组成的充电电路接初级绕组T1-B的同相端，开关晶体管Q1的输入与电阻R2、电容C3并接，初级绕组T1-A的反相端串接开关晶体管Q1的一个输出级，开关晶体管Q1的另一个输出级通过电阻R6接初级绕组T1-B的反相端和输入电压的负极，还包括固定功率输出电路，所述固定功率输出电路包括分压电阻R4、R5和晶体管Q2，输入的电压信号经分压电阻R4、R5分压后接晶体管Q2的基极，分压电阻R5的另一端与开关晶体管Q1的另一个输出级、电阻R6的一端耦合，分压电阻R4的另一端接初级绕组T1-B的同相端，晶体管Q2的集电极并接开关晶体管Q1的控制极，晶体管Q2的发射极并接初级绕组T1-B的反相端和电阻R6的另一端，初级绕组T1-A或初级绕组T1-B两端输出电压信号。
还包括输入整流滤波电路，输入整流滤波电路的电压输出正极接初级绕组T1-A的同相端，输入整流滤波电路的电压输出负极接初级绕组T1-B的反相端。
所述变压器还包括次级绕组T1-C，经次级绕组T1-C两端输出电压信号。
还包括输出电压保护电路，所述输出电压保护电路包括电容C6、二极管D8、稳压管Z2和晶体管Q3，二极管D8的阴极并接电阻R4和初级绕组T1-B的同相端，二极管D8的阳极并接晶体管Q3的发射极和电容C6的一端，电容C6的另一端并接初级绕组T1-B的反相端，晶体管Q3的基极与稳压管Z2的正极相连，稳压管Z2的负极并接初级绕组T1-B的反相端，晶体管Q3的集电极并接电阻R2和电容C3。
还包括延时电路，所述延时电路包括电阻R13、晶体管Q4和二极管D10，所述电阻R13一端与初级绕组T1-B的反相端相连，电阻R13的另一端与晶体管Q4的基极耦合，晶体管Q4的发射极串接二极管D10后，二极管D10的阴极再与初级绕组T1-B的同相端、电容C3的一端耦合，晶体管Q4的集电极与电容C3的另一端耦合。
还包括温度补偿电路，所述温度补偿电路包括电阻R7和二极管D7，分压电阻R5通过二极管D7正向与开关晶体管Q1的输出级、电阻R6并接，电阻R7一端接初级绕组T1-B的同相端或初级绕组T1-A的同相端，电阻R7另一端并接分压电阻R5和二极管D7的阳极。
所述开关晶体管Q1可以是场效应管MOSFET或双极晶体管。
在所述变压器初级绕组T1-A的反相端设有高频杂讯减少电路，所述高频杂讯减少电路包括电容C11，电容C11的一端接初级绕组T1-A的反相端，电容C11的另一端与初级绕组T1-B的反相端耦合。
所述电容C3设置有加速充电电路，所述加速充电电路包括二极管D11、电容C9和电阻R14，电容C9和电阻R14串联后，电容C9的另一端接电容C3的一端，电阻R14的另一端接电容C3的另一端，二极管D11的阴极并接电容C9、电阻R14，二极管D11的阳极接初级绕组T1-B的反相端。
还包括输出整流滤波电路，所述输出电压信号经输出整流滤波电路外接负载。
采用以上方案的有益效果1、由于采用了固定功率输出电路，使得开关电源的输出功率在相当宽阔的输入和输出电压范围保持稳定，极适合稳定的照明供电和电池充电；2、设置浪涌电压吸收电路，吸收变压器初级绕组T1-A的漏感的能量，从而保证变压器初级绕组T1-A的两端的电压不至过高，击穿开关管Q1，提高开关管Q1的使用寿命，从而提高整个开关电源的工作性能；3、由于设置输出电压保护电路，电压过高时，保持整个开关电源的循环振荡，不至击穿开关管Q1，提高开关管Q1的使用寿命，和保护输出的器件，不至于被过高电压击穿，从而提高整个开关电源的工作性能；4、整流滤波电路可以滤去开关电源的高频噪声，使之不至传回输入电路中；其中的压敏电阻VDR1用作输入电压钳位，防止电源上所感应的高压打坏整个电路；5、温度补偿电路可对晶体管Q2的导通电压作温度补偿，提高整个开关电源的稳定性；6、由于设置了延时电路，当开关电源输入很高电压时，增加整个自激振荡所需要的时间周期，减低振荡频率，从而减少总开关损耗，降低开关管Q1的工作温度，增加开关管Q1的工作寿命；7、设置加速充电电路和延时电路一起工作，从而达到输出短路保护的目的；8、设置高频杂讯减少电路，减少对外界电磁高频干扰。
下面通过具体的实施例并结合附图对本实用新型作进一步详细的描述。
图1是本实用新型实施例一电路图。
图2是本实用新型实施例二电路图。
图3是本实用新型实施例三电路图。
图4是本实用新型实施例四电路图。
具体实施方式
实施例一，如图1所示，一种稳定输出功率的开关电源，包括输入整流滤波电路、变压器、输出整流滤波电路、自激振荡器、固定功率输出电路、浪涌电压吸收电路和输出电压保护电路。
其中，变压器由初级绕组T1-A、初级绕组T1-B和次级绕组T1-C组成，当开关电源的输入电压较低，例如少于48伏，同时输出与输入又不需要隔离，则次级绕组T1-C可以不用。
输入整流滤波电路包括保险丝F1，压敏电阻VDR1，电阻R1，二极管D1、D2、D3、D4，电容C1、C2和电感L1。二极管D1、D2、D3、D4构成桥式整流电路，电容C1、C2及电感L1组成π型滤波器，将开关电源的高频噪声滤去，不至传回输入电路。输入整流滤波电路的输出接初级绕组T1-A。压敏电阻VDR1用作输入电压钳位，防止电源上所感应的高压打坏整个电路。直流输入时，二极管D1、D2、D3、D4可以不用，只要D1和D4用接线取代便可。电阻R1可以不用，即阻值等于0。压敏电阻VDR1可以不用。当开关电源直接输入直流电源，如用在汽车上时，可以不需要输入整流滤波电路。
自激振荡器包括电阻R2，电容C3，电阻R3、R6，变压器初级绕组T1-A、T1-B和开关晶体管Q1。输入整流滤波电路的电压输出经由电阻R2、电容C3、电阻R3串联组成的充电电路接初级绕组T1-B的一端，开关晶体管Q1的输入与电阻R2、电容C3并接，初级绕组T1-A与开关晶体管Q1的集电极相连，开关晶体管Q1的发射极与电阻R6串接后接初级绕组T1-B的另一端。电阻R3和电容C3的串联位置可以互换。电阻R3可以不存在，即阻值等于0。开关管Q1可以是双极晶体管或MOS晶体管。
固定功率输出电路包括电阻R4、R5，电容C8和晶体管Q2。电阻R4的一端并接电阻R3和初级绕组T1-B，电阻R4的另一端并接晶体管Q2的基极和电阻R5的一端，电阻R5的另一端并接开关晶体管Q1的发射极和电阻R6的一端，晶体管Q2的集电极并接电阻R2和电容C3，晶体管Q2的发射极并接初级绕组T1-B和电阻R6，电容C8的一端并接晶体管Q2的基极和电阻R5的一端，电容C8的另一端并接电阻R6和初级绕组T1-B。电容C8可以不存在，即电容值等于0。
输出电压保护电路包括电阻R9、R10、R11，电容C6，二极管D8，稳压管Z2和晶体管Q3。二极管D8的阴极通过电阻R9并接电阻R4和初级绕组T1-B，二极管D8的阳极并接晶体管Q3的发射极和电容C6，电容C6的另一端并接初级绕组T1-B和电阻R6，晶体管Q3的基极与稳压管Z2的正极相连，稳压管Z2的负极通过电阻R11并接初级绕组T1-B和电阻R6，电阻R10的一端并接晶体管Q3的发射极和电容C6，电阻R10的另一端并接晶体管Q3的基极与稳压管Z2的正极，晶体管Q3的集电极并接电阻R2和电容C3。电阻R9、R11可以不用，即阻值等于0。电阻R10可以不用，即阻值等于∞。
输出整流滤波电路包括整流二极管D6，电容C4、C5。整流二极管D6的正极接次级绕组T1-C的反相端，整流二极管D6的负极通过电容C5与次级绕组T1-C的同相端相连。负载可以是串联数个发光二极管或可充电电池，负载的正极接整流二极管D6的正极，负载的负极接次级绕组T1-C的同相端。滤波电容C7一端与次级绕组T1-C的同相端相连，滤波电容C7的一端并接初级绕组T1-B和电阻R6。电容C4、C5可以不用，即电容值等于0。当输入电压较低，例如少于20伏，滤波电容C7也可不用。
浪涌电压吸收电路包括二极管D5和稳压管Z1。二极管D5的阴极和稳压管Z1的负极相连，二极管D5的阳极与初级绕组T1-A的反相端相连，稳压管Z1的正极与初级绕组T1-A的同相端相连。浪涌电压吸收电路将由变压器T1-A的漏感的能量吸收，以保证T1-A的两端的电压不至过高，击穿开关管Q1。当输入电压较低，例如少于20伏，浪涌电压吸收电路可不用。
工作过程如下开关电源的负载可以是发光二极管、蓄电池或其它需要稳定输出功率的负载。开关晶体管Q1在工作期间含有一个接通阶段和一个关断阶段，本开关电源由初级绕组T1-B供电，初级绕组T1-B、自激振荡器、固定功率输出电路共同实现对发光二极管的供电或蓄电池的充电。
自激振荡开关晶体管Q1在接通期间，经由一个高阻电阻R2、一个初级绕组T1-B、一个电容C3、低阻电阻R3续步接通。首先，电容C2输出的直流电源经电阻R2向电容C3充电，当电容C3上的电压上升至开关晶体管Q1导通电压，开关晶体管Q1进入深层导通，变压器初级绕组T1-A的电流开始上升，这电流同时流经开关晶体管Q1及电阻R6。当电阻R6的电压上升，而固定功率输出电路中的电阻R5将电阻R6上的电压加到晶体管Q2的基极上，当晶体管Q2基极上的电压上升到令晶体管Q2导通，开关晶体管Q1基极上的电压减少而令开关晶体管Q1截止，初级绕组T1-B产生一个负电压使开关晶体管Q1加速截止。同时，储存在变压器T中的能量亦开始透过次级绕组T1-C、二极管D6、电容器C4向电容C5及负载放电，直至开关电源所有能量释放完毕，开关晶体管Q1又再重新导通，这样就完成一个振荡周期。
在固定功率输出电路中，晶体管Q2的基极电压由两个电压相加构成，一个是电阻R6上的电压，经电阻R5接到晶体管Q2的基极。另一个是初级绕组T1-B上的电压，经电阻R4接到晶体管Q2的基极上。由经初级绕组T1-B上的正向电压与加到初级绕组T1-A上的电压成正比，比值就是初级绕组T1-B和初级绕组T1-A的圈数比。所以如将电阻R4接到电阻R2和电容C2的接点上，其作用是一样的。只是输入电压很高时，电阻R4的功耗比较大，所以在低电压输入时，例如48伏DC以下，一般都会直接接到直流输出点的电容C2上。电阻R4将一个正比于输入的电压加到晶体管Q2的基极上，当输入电压越大，电阻R4在晶体管Q2基极的偏置电压亦越大，由于晶体管Q2的导通电压在一定的环境下是不变的，所以当输入电压越大，电阻R6上所需的电流亦越小，就足以产生足够大的电压使晶体管Q2导通，开关晶体管Q1截止。所以当输入电压越高，流经变压器初级绕组T1-A、开关晶体管Q1、电阻R6的电流则越少。当负载电流过大时，流经电阻R6的电流相应增大，电阻R6的电压负反馈作用于晶体管Q2进一步导通，使得开关晶体管Q1的基极电压降低，从而控制开关晶体管Q1的导通状态，使电流减小。只要适当地选取电阻R4、R5、R6的数值就能使输出功率在相当宽阔的输入电压范围，保持稳定，达到稳定功率控制。
当输入电压较低，例如少于20伏，同时输出与输入又不需要隔离则次级绕组T1-C可以不用。浪涌吸收电路二极管D5、稳压管Z1也可不用，滤波电容C7也可不用。
输出电压保护电路当变压器T1回扫时，初级绕组T1-B透过电阻R9，二极管D8向电容C6充电，电容C6上的充电电压由功率输出次级绕组T1-C和初级绕组T1-B的比值所决定。若这个比值是N的话，而输出电压是V0，则电容C6上的电压是＝V0/N，而V0则是由负载发光二极管或蓄电池所决定。电阻R10、R11，稳压管Z2和晶体管Q3组成一个电压检测电路。电阻R10、R11和晶体管Q3构成Vbe放大器，所以整组线路的触发电压是Vbe(R10+R11)/R10+Z2的导通电压。
当输出电压太高，使电容C6上的电压升到整组线路的触发电压，晶体管Q3导通，使晶体管Q1的电压下降，使Q1截止。因电容C6远大于电容C3，所以晶体管Q1维持截止，直至电容C6的电压降至少于整组线路的触发电压，电容C3上的电压才可以上升至晶体管Q1的导通电压，整个振荡周期再循环。
实施例二，如图2所示，与实施例一的不同之处在于，当直接由初级绕组T1-A的两端输出电压时，整流二极管D6的阳极接初级绕组T1-A的反相端，整流二极管D6的阴极通过电容C5与初级绕组T1-A的同相端相连。负载可以是串联数个发光二极管或可充电电池，负载的正极接整流二极管D6的阴极，负载的负极接初级绕组T1-A的同向端。电容C4、C5可以不用，即电容值等于0。
实施例三，如图3所示，与实施例一的不同之处在于，当直接由初级绕组T1-B的两端输出电压时，整流二极管D6的阳极接初级绕组T1-B的反相端，整流二极管D6的阴极通过电容C5与初级绕组T1-B的同相端相连。负载可以是串联数个发光二极管或可充电电池，负载的正极接整流二极管D6的阴极，负载的负极接初级绕组T1-B的同向端。电容C4、C5可以不用，即电容值等于0。
实施例四，如图4所示，与实施例一的第一个不同之处在于，在电容C3的两端设置了延时电路，延时电路包括电阻R13、晶体管Q4，二极管D10、电阻R12。所述电阻R13一端与初级绕组T1-B的反相端相连，电阻R13的另一端与晶体管Q4的基极相连，晶体管Q4的发射极与二极管D10的阳极相连，二极管D10的阴极连到电阻R3再连到初级绕组T1-B的接点上，晶体管Q4的集电极通过电阻R12连到电容C3与开关管Q1基极的接点上。
当晶体管Q2导通，开关管Q1关闭，与电阻R3的连接点变成负电压，电流流经电阻R13、晶体管Q4、二极管D10、电阻R3、初级绕组T1-B。这个电流使晶体管Q4导通，电容C3经电阻R12、晶体管Q4、二极管D10放电。当储存在变压器T1的磁化能量完全释放后，初级绕组T1-B两端电压变为零，电容C3经电阻R2充电，当电容C3上的电压被充电至开关管Q1的导通电压，开关管Q1导通，电流流经变压器初级绕组T1-A、开关管Q1、电阻R6，再流回电源负极，这时在初级绕组T1-B上产生一个正向电压使开关管Q1进入深层导通。变压器初级绕组T1-A的电流上升，电阻R6的电压上升直至晶体管Q2导通，整个振荡周期再次重复。
上述延时电路中，二极管D10和晶体管Q4的串联位置可以互换，即二极管D10和电阻R13串联后再接到晶体管Q4的基极，晶体管Q4的射极接到电阻R3和电容C3的接点上。另由于一般电阻R3的值不是很大，所以二极管D10的阴极可接到电阻R3和初级绕组T1-B的接点上。电阻R12的值可以是零，即晶体管Q4的集电极直接接到电容C3与开关管Q1基极的接点上。电阻R3和电容C3的串接位置可以互换。
实施例四与实施例一的第二个不同之处在于，增加了温度补偿电路、加速充电电路和高频杂讯减少电路。温度补偿电路包括电阻R7和二极管D7，分压电阻R5通过二极管D7与开关晶体管Q1的发射极相连，电阻R7一端接初级绕组T1-B的同相端，电阻R7另一端并接分压电阻R5和二极管D7的阳极。二极管D7的阴极接开关管Q1和电阻R6的接点。
当开关晶体管导通，电流流经电阻R6，在电阻R6上产生一个电压，与此同时，变压器初级绕组T1-B与二极管D7的连接点也产生一个正电压，这个电压使电流流经电阻R7，二极管D7，电阻R6再流回电源负端，由于电阻R7的电阻值相当大，而电阻R6的电阻值很小，所以流经二极管D7的电流在电阻R6上所产生的电压很小，这个电流只是二极管的偏置电流，使二极管产生一个正向导通电压VF，这个电压和电阻R6上的电压相加，再加上电阻R4和电阻R5所产生的电压加到晶体管Q2的基极上，当晶体管Q2的基极电压Vbe到达晶体管Q2的导通电压时，晶体管Q2导通，开关管Q1关闭。
另外，电阻R7与初级绕组T1-B的同相端相连的一端也可以接到电源的正极，即接到初级绕组T1-A的同相端，以提供二极管D7的偏置电流。
当外界温度发生变化时，二极管的正向导通电压VF会呈现负温度系数化，而晶体管Q2所需的导通电压也是呈负温度系数变化的，大概是-2mv/℃，只要适当选取二极管和它的工作电流，晶体管Q2的导通电压可作很好的温度补偿，令温度变化对所需流经电阻R6的电流以令晶体管Q2的导通的温度变化很小。
加速充电电路为了达到输出短路保护的目的，设置了加速充电电路和延时电路一起工作。加速充电电路包括二极管D11、电容C9和电阻R14，电容C9和电阻R14串联后，电容C9的另一端接电容C3的一端，电阻R14的另一端接电容C3的另一端，二极管D11的阴极并接电容C9、电阻R14，二极管D11的阳极接初级绕组T1-B的反相端。
在正常工作状态，当开关晶体管Q1关闭时，初级绕组T1-B的同相端为负电压，电流由电源负端流过二极管D11、电容C9和电阻R3流向初级绕组T1-B的同相端。电容C9被这个电流充电。当变压器能量释放完毕，初级绕组T1-B两端是零电压，晶体管Q4不再将电容C3放电，电容C3开始透过电阻R2和电阻R14充电。在输出短路时，初级绕组T1-B两端的电压很少，不能对电容C9充电，因此，电容C9也不能透过电阻R14向电容C3加速充电。充电电流只由电阻R2充电。
设计时，使电阻R14提供比电阻R2大很多的充电电流，使整个电路在正常时电容C3的充电较快，工作频率正常；在短路时，电容C3只由电阻R2充电，充电慢很多，工作频率低很多，因而短路状态时的功率也很小，使整个开关电源的电路得到保护。
高频杂讯减少电路包括电容C11和电阻R15，电容C11和电阻R15串联后，电容C11的另一端接初级绕组T1-A的反相端，电阻R15的另一端接初级绕组T1-B的反相端。当开关晶体管Q1关闭时，初级绕组T1-B的电感或漏感和电容C11谐振，这个频率比没有电容C11时低很多，因此高频杂讯也少很多。当开关晶体管Q1导通时，电容C11经开关晶体管Q1、电阻R6、电阻R15放电，使电容C11在另一个周期可再次谐振。
其中电阻R15的值可以是零，即相当于电阻R15短路。
在实施例一至四中，电阻R3和电容C3的串接位置都是可以互换的。
若在变压器T中增加绕组和输出整流电路，就可作多输出开关电源，其输出的总功率由固定输出功率电路限制。
权利要求1.一种稳定输出功率的开关电源，包括变压器和自激振荡器，变压器由初级绕组T1-A和初级绕组T1-B组成，初级绕组T1-A的同相端用于接输入电压的正极，自激振荡器包括由电阻R2、电容C3串联组成的充电电路、主要包括电阻R6的电流变换电压反馈电路，变压器初级绕组T1-B和开关晶体管Q1，输入的电压经由电阻R2、电容C3串联组成的充电电路接初级绕组T1-B的同相端，开关晶体管Q1的输入与电阻R2、电容C3并接，初级绕组T1-A的反相端串接开关晶体管Q1的一个输出级，开关晶体管Q1的另一个输出级通过电阻R6接初级绕组T1-B的反相端和输入电压的负极，其特征在于还包括固定功率输出电路，所述固定功率输出电路包括分压电阻R4、R5和晶体管Q2，输入的电压信号经分压电阻R4、R5分压后接晶体管Q2的基极，分压电阻R5的另一端与开关晶体管Q1的另一个输出级、电阻R6的一端耦合，分压电阻R4的另一端接初级绕组T1-B的同相端，晶体管Q2的集电极并接开关晶体管Q1的控制极，晶体管Q2的发射极并接初级绕组T1-B的反相端和电阻R6的另一端，初级绕组T1-A或初级绕组T1-B两端输出电压信号。
2.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于还包括输入整流滤波电路，输入整流滤波电路的电压输出正极接初级绕组T1-A的同相端，输入整流滤波电路的电压输出负极接初级绕组T1-B的反相端。
3.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于所述变压器还包括次级绕组T1-C，经次级绕组T1-C两端输出电压信号。
4.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于还包括输出电压保护电路，所述输出电压保护电路包括电容C6、二极管D8、稳压管Z2和晶体管Q3，二极管D8的阴极并接电阻R4和初级绕组T1-B的同相端，二极管D8的阳极并接晶体管Q3的发射极和电容C6的一端，电容C6的另一端并接初级绕组T1-B的反相端，晶体管Q3的基极与稳压管Z2的正极相连，稳压管Z2的负极并接初级绕组T1-B的反相端，晶体管Q3的集电极并接电阻R2和电容C3。
5.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于还包括延时电路，所述延时电路包括电阻R13、晶体管Q4和二极管D10，所述电阻R13一端与初级绕组T1-B的反相端相连，电阻R13的另一端与晶体管Q4的基极耦合，晶体管Q4的发射极串接二极管D10后，二极管D10的阴极再与初级绕组T1-B的同相端、电容C3的一端耦合，晶体管Q4的集电极与电容C3的另一端耦合。
6.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于还包括温度补偿电路，所述温度补偿电路包括电阻R7和二极管D7，分压电阻R5通过二极管D7正向与开关晶体管Q1的输出级、电阻R6并接，电阻R7一端接初级绕组T1-B的同相端或初级绕组T1-A的同相端，电阻R7另一端并接分压电阻R5和二极管D7的阳极。
7.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于所述开关晶体管Q1可以是场效应管MOSFET或双极晶体管。
8.根据权利要求1所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于在所述变压器初级绕组T1-A的反相端设有高频杂讯减少电路，所述高频杂讯减少电路包括电容C11，电容C11的一端接初级绕组T1-A的反相端，电容C11的另一端与初级绕组T1-B的反相端耦合。
9.根据权利要求5所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于所述电容C3设置有加速充电电路，所述加速充电电路包括二极管D11、电容C9和电阻R14，电容C9和电阻R14串联后，电容C9的另一端接电容C3的一端，电阻R14的另一端接电容C3的另一端，二极管D11的阴极并接电容C9、电阻R14，二极管D11的阳极接初级绕组T1-B的反相端。
10.根据权利要求1-9其中之一所述的一种稳定输出功率的开关电源，其特征在于还包括输出整流滤波电路，所述输出电压信号经输出整流滤波电路外接负载。
专利摘要本实用新型公开一种稳定输出功率的开关电源，包括变压器和自激振荡器，变压器由初级绕组 T1－A和初级绕组T1－B组成，还包括固定功率输出电路，固定功率输出电路包括分压电阻R4、R5和晶体管Q2，输入的电压信号经分压电阻R4、R5分压后接晶体管Q2的基极，分压电阻R5的另一端与开关晶体管Q1的输出级和电阻R6的一端耦合，分压电阻R4的另一端接初级绕组T1－B的同相端，晶体管Q2的集电极并接开关晶体管Q1的控制极，晶体管Q2的发射极并接初级绕组T1－B的反相端和电阻R6的另一端。由于采用固定功率输出电路，使得开关电源的输出功率在相当宽阔的输入和输出电压范围保持稳定，极适合稳定的照明供电和电池充电。
文档编号G05F1/10GK2760850SQ20042010590
公开日2006年2月22日 申请日期2004年12月29日 优先权日2004年12月29日
发明者毛灿豪 申请人:毛灿豪