控制单元的制作方法

专利名称：控制单元的制作方法
技术领域：
本发明涉及适用于控制电气设备中的电压或电流的控制单元。
技术背景近年来，电子技术的方便性和效率已经得到很好的评估，这加速 了以IT (信息技术)和AV (视听)技术为代表的电子设备技术在 全球范围内广泛地使用。另一方面，保护全球环境和有限的地球资源 的重要性已经被指出。因此，迫切需要为这样的设备开发节能的技术。例如，电子设备的电源的效率已经连续地得到改善，某些开关电 源已经实现了 90%或更高的效率。然而，在现实中，鉴于成本或噪 声消减，在许多情况下仍在使用效率低的电源。此外，即使在具有高效率的电源中，效率也会受到输入电源电压 的波动、组件变动，以及负载电流的变化的影响，例如，在在低功率 操作中，效率显著地降低。虽然电源效率一般被设计为在设备的额定负载(功率)时比较高， 但是，在实际设备中，操作功率连续地波动，其效率也同时变化。例 如，在电视接收机中，其操作功率会随着音频输出级别或其屏幕的亮 度级别而显著地变化。换句话说，对于负载电流，存在最佳输入电压。此外，在实际操作中，由于商业电源中的电压波动的影响，电源 效率低于其指定的值。这可能会发生在任何开关式调节器和串联调节器中。例如， 一般而言，变压器在非负载条件下具有空载损耗，因此， 在非负载条件下其效率被最小化，然后其效率随着负载电流的增大而 增大。然而，以负载电流的平方为速率产生负栽损耗，因此，负载损 耗变为整个损耗的主要因素，从而当电流超过某一范围时效率降低。在实际的无变压器电源中，100 V的商用交流电(AC)电源的 一个端子，例如，通过电容器连接到包括二极管电桥的整流电路的一 个输入端子，而商业电源的另一个端子连接到整流电路的另一个输入 端子。恒定电压和平滑电容器的齐纳二极管在整流电路的一个输出端 子和另 一个输出端子之间并联。这样的无变压器电源对商业电源电压直接进行整流，然后使用构 成调节器的齐纳二极管，在输出端子之间提供稳定的直流(DC)电 压。这里，电容器用于预先降低电压，并减少构成调节器的齐纳二极 管的负载。电容器常常用于小功率。这是因为，由于电流的相位与电压的相 位偏移，因此电容器的电压降可能不会导致功率损耗，并且例如，电 容器用作备用电源的电源等。然而，在此电路中，经过整流的输出随 着负载变化等波动，因此，该电路一般被配置为针对最大负载而优化， 在轻负载时在调节器中引起功率损耗，以便提供稳定电压。此外，跨电容器的电压降随着频率或负载电流波动而显著地变 化。因此，电容器可能不被用于其中负栽电流和负栽波动比较大的设 备中，其使用当前仅限于具有大约几十毫瓦的备用电源的微功率应用 场合。此外，在无变压器电源中，当进行伴随大功率消耗的操作时，可 以使用继电器等将另一个预定的电容器并行连接到所述电容器，以增 大电源。然而，虽然原则上可以利用继电器等切换多个电容器，但是 可能需要切换多个电容器，以覆盖宽的负载范围。然而，具有可切换电容器的电源除了要求空间和成本之外，可能会响应慢，在切换时可能产生噪声。此外，利用可切换电容器，电容 可能不会在电源中连续地变化，并且耐久性较低，因此，可能不会投 入实际应用。相应地，需要具有可以随着负载变化连续地改变其电容 的设备。利用跨二极管端子的变容二极管作为电容器(其电容是电可控制 的)，用于高频电路应用中，然而，因为电容值小并且耐电压低，因 此变容二极管可能不单独用于功率控制。此外，近年来，还提出了利用MEMS (微机电系统)的多种可 变电容器。然而，这样的电容器可能需要和高频信号一起使用。一般而言，电容器的电容是由介电常数、电极面积，以及电极之 间的距离确定的。因此，可能需要控制它们之中的至少一个因素，以 便控制电容。实际提出的使用MEMS的控制电容的方法是通过移动 电极来改变电极之间的距离或面对电极面积。例如，日本未经审查的专利申请出版物No. S62-259417,公开 了一个示例通过施加50 V，来改变陶瓷电容器的介电常数，以将 其电容改变70%，还提出了例如使滤波器电路的截止频率或具有时 间常数的振荡器电路的振荡频率可变的应用。发明内容如上文所述，电子设备和电子线路中的功率损耗导致功率消耗增 大。相应地，功率损耗不仅使用户承担更多的电费，而且还导致地球 资源浪费并加速全球变暖，因此，希望功率损耗能够最小化。在使用具有简化电路和低噪声的电力变压器的串联调节器方法 中，电压首先通过连接到商业电源的电力变压器降低到所需的级别。 随后，在二极管中对电压进行整流，并在具有比较大的电容的电容器 中平滑。经过整流的输出可能是不稳定的，因此，通过控制晶体管端 子之间的电压降的调节器来使其稳定。在此情况下，电压降是DC电压降，并且基本上被完全转换为 热量，导致大功率损耗。所需的电压降量在很大程度上受诸如电力变压器之类的组件的特征变化和负载电流量的影响。因此，具有足够的 余量以使电子设备稳定地运转，会在正常状态下引起比较大的功率损耗，并使功率效率降低，在极端的情况下，降低到大约30%。此外，在切换调节器方法中，通过半导体元件的开/关控制，进 行稳压，由此，可以使功率损耗变小，可以使效率提高。然而，效率 仍会随着输入或负载状态而变化，并在轻负载条件下变差，因此，希 望切换调节器方法能够处理较宽的输入和负载变化范围。此外，如在专利文献1中所公开的可变电容器，具有小电容， 并应该具有更高的控制电压，因此，没有投入电力应用的实际使用中。 此外，由于用于控制可变电容器的电容的控制电压重叠在待控制的信 号上，因此，需要用于切断重叠的电压的另一个电容器。此外，仅通 过可变电容器，电容的可调范围比较窄，相应地，具有时间常数的振 荡器电路的截止频率或振荡频率的可变范围也比较窄。电子设备中的功率控制，与频率控制不同，可以不要求每一个元 件都有准确的电容值。在功率控制中，可以使用广泛地低到大约300 kHz的频率范围，可以使用电压或电流进行错误检测，由此，反馈控 制变得容易。在上文中，已经描述了用于在电子设备中进行功率控制的可变电 容器，然而，目前仍没有可以在现实中使用的设备。因此，通过累积的各种研究，发明人提出了在不使用如日本专利 申请No. 2006-27322中所公开的添加了 DC电场的电极的四端子 器件的情况下，通过将现有的电子组件組合起来，可以获得具有所需 的电容和耐电压，并能够进行DC电压控制的可变电容器。然而，如果使电容器的电容比较大，以便处理大功率，可能会使 成本提高，并且其尺寸也可能变大。此外，还希望有较宽的可变范围、 更快的响应，以及较低的驱动电压，以确保其性能。鉴于这些方面，需要提供控制单元，其中，对于不仅限于功率控 制的应用，可以利用低功率损耗和低噪声控制待控制的信号，并可以 增大电容，使电容可变范围变宽，响应加快，而同时缩小其尺寸。根据本发明的实施例，提供了一种控制单元。该控制单元包括 用于待控制的信号的输入端子和输出端子，用于控制信号的控制输入 端子和控制输出端子，连接在所述输入端子和控制输入端子之间、所 述输入端子和控制输出端子之间、所述控制输入端子和输出端子之 间，以及所述控制输出端子和输出端子之间的桥式结构的可变电容 器，而通过所述控制信号来改变其电容。该控制单元进一步包括差 动信号控制的电源，其中，在一对信号具有相同绝对值并且极性相反 的差动模式下，在所述控制输入端子和控制输出端子之间施加所述控 制信号，以及通过所述控制信号改变桥式结构的可变电容器的电容来 控制所述待控制的信号的电压或电流。根据本发明的实施例，通过差动模式，其中在桥接的可变电容器 中的控制输入端子和控制输出端子之间施加的控制信号，是一对具有 相同绝对值并且极性相反的信号，在输入/输出端子处产生的控制电压 分量始终具有零电势，控制信号对待控制的信号的影响可以几乎完全 被消除。相应地，通过给桥接可变电容器添加差动模式的控制信号，可以 稳定地控制待控制的信号，而不会干扰待控制的信号的性能。此外，通过将桥接的可变电容器插入到电力变压器的次级侧，并 施加差动模式的控制信号，当桥接的可变电容器的控制电压增大时， 输出电压降低，从而，可以降低功率消耗。此外，通过使用调制电路的桥接的可变电容器，可以通过控制信 号的变化，对输入信号进行调制。此外，通过使用用于对谐振电路的谐振频率进行调节的桥接的可 变电容器，桥接的可变电容器的电容的调整范围变宽，从而，可以使 振荡频率的可变调整范围变得更宽。


图1A和1B是显示了根据本发明的实施例的压控可变电容器 的示意图。图1A显示了信号输入和输出的状态，以及控制信号输入和输出的状态，而图IB显示了 AC信号输入和输出的状态和在差 动(±)模式下控制信号输入和输出的状态。图2A和2B是显示了桥式结构的压控可变电容器的图形。图 2A显示了 AC信号输入和输出和在差动(±)模式下的控制信号输入 和输出的状态，图2B显示了在桥式结构的压控可变电容器中的连 接。这些图是用于描述本发明的实施例的图形。图3A和3B是显示了桥式结构的压控变容二极管的图形。图 3A显示了 AC信号输入和输出和差动(±)模式下的控制信号输入和 输出的状态，而图3B显示了桥式结构的压控变容二极管中的连接。图4A到4C是显示了两端子可变电容器阵列(变容二极管阵 列)的图形。图4A是外部透视图。图4B显示了两端子可变电容 器阵列的内部结构，而图4C显示了两端子变容二极管阵列的内部结 构。图5是显示了稳压器的应用的示例的图形。图6A到6C显示了信号波形图。图6A显示了输入信号(对 于稳压器)和输出信号(对于调制器)，图6B显示了输出信号(对 于稳压器)和输入信号(对于调制器)，图6C显示了控制信号(对 于稳压器和调制器)。图7是显示了控制电压和功率消耗之间的关系的图形。图8是显示了非接触型卡系统的图形。图9是显示了 IC卡的天线谐振电路的应用的示例的图形。 图10是显示了 IC卡中的电容和谐振频率之间的关系的图形。图11是示范性地显示了用于谐振电路的压控变容二极管的应 用的图形。图12是显示了 VCO电路的示例的图形。 图13是显示了调谐电路的示例的图形。图14A到14C是显示了滤波器电路的示例的图形。图14A 显示了 LPF，图14B显示了 HPF，而图14C显示了 BPF。
具体实施方式
下面，将参考图形描述用于实现本发明的控制单元的优选实施例 的示例。图1A和IB是显示了本实施例中的压控可变电容器的示意 图。图1A显示了信号输入和输出的状态，以及控制信号输入和输出 的状态。图IB显示了 AC信号输入和输出的状态，以及在差动(±) 模式下的控制信号输入和输出的状态。在图1A中，输入到输入端子6的信号输入ll的电势被提供 到压控可变电容器1的输入电极2。然后，在压控可变电容器1的 输入电极2和输出电极3之间产生电场。通过此电场，在输出电极 3处产生电势，提供待输出到输出端子7的信号输出12。此时，输入到控制输入端子8的控制输入13和输入到控制输 出端子9的控制输出14的电势分别被提供到压控可变电容器1 的控制输入电极4和控制输出电极5。然后，由压控可变电容器1的控制输入电极4和控制输出电极 5之间的电势差提供的控制信号改变输入电极2和输出电极3之 间的压控可变电容器1的电容。相应地，根据此改变后的电容和信 号输入11的电势，在其中产生电场。在图1B中，输入到输入端子6的AC输入15的电势被提 供到压控可变电容器1的输入电极2。然后，在压控可变电容器1 的输入电极2和输出电极3之间产生电场。通过此电场，在输出电 极3处产生电势，提供待输出到输出端子7的AC输出16。此时，输入到控制输入端子8的控制信号17的正电势和输入 到控制输出端子9的控制信号18的负电势通过电阻器R分别被 提供到压控可变电容器1的控制输入电极4和控制输出电极5。然后，分别由压控可变电容器1的控制输入电极4和控制输出 电极5的正电势和负电势之间的电势差提供的控制信号改变输入电 极2和输出电极3之间的压控可变电容器1的电容。相应地，根据此改变后的电容和AC输入15的电势，在其中产生电场。图2A和2B是显示了桥式结构的压控可变电容器的图形。图 2A显示了 AC信号输入和输出的状态，以及在差动(±)模式下的控 制信号输入和输出的状态。图2B显示了桥式结构的压控可变电容器 的连接的状态。图2A与图1B相同，将省略对其的描述。在图2B中，桥式 结构的压控可变电容器21的连接如下。压控可变电容器22(Cl)连 接在输入端子6和控制输入端子8之间，而压控可变电容器23(C2) 连接在输入端子6和控制输出端子9之间。此外，压控可变电容器25(C4)连接在控制输入端子8和输出 端子7之间，而压控可变电容器24(C3)连接在控制输出端子9和 输出端子7之间。输入端子6连接在压控可变电容器22 (Cl)和压控可变电容 器23(C2)之间，而输出端子7连接在压控可变电容器25(C4)和 压控可变电容器24(C3)之间。此外，控制输入端子8连接在压控可变电容器22(Cl)和压控 可变电容器25 (C4)之间，而控制输出端子9连接在压控可变电容 器23(C2)和压控可变电容器24(C3)之间。在图2B中，在压控可变电容器21的压控可变电容器22(Cl) 和压控可变电容器23 (C2)之间提供了输入到输入端子6的AC 输入15的电势。然后，在压控可变电容器22 (Cl)和压控可变电容器23 (C2) 的电极之间，以及在压控可变电容器21的压控可变电容器25 (C4) 和压控可变电容器24(C3)的电极之间产生电场。通过此电场，在输 出电极3处产生电势，提供待输出到输出端子7的AC输出16。此时，输入到控制输入端子8的控制信号17的正电势和输入 到控制输出端子9的控制信号18的负电势被通过电阻器R提供 到压控可变电容器22 (Cl)和压控可变电容器23 (C2)的每一个电 极，并提供到压控可变电容器21中的压控可变电容器25(C4)和压控可变电容器24(C3)的每一个电极。然后，由压控可变电容器22 (Cl)和压控可变电容器23 (C2) 的每一个电极之间的，以及压控可变电容器21中的压控可变电容器 25(C4)和压控可变电容器24(C3)的每一个电极之间的正电势和负 电势所提供的控制信号，改变每一个电极之间的压控可变电容器21 的电容。相应地，根据此改变后的电容和AC输入15的电势，在 其中产生电场。在如此桥接的压控可变电容器21中，在差动模式下在控制端子 之间施加控制信号，在所述差动模式中将一对具有相同绝对值并且极 性相反的信号施加到控制端子。因此，在输入和输出端子6和7处 产生的控制信号17和18的电压分量总是彼此抵销，从而具有零电 势。因此，其对AC输入15和AC输出16的每一个信号的影响 可以几乎完全被消除。相应地，利用只添加在差动模式下控制的桥接的压控可变电容器 21的简单结构，其中控制信号17和18具有相同的绝对值和相反 的极性，可以稳定要从AC输入15输出到AC输出16的电压， 而不会千扰AC输入15和AC输出16的每一个信号的性能，从 而构成了稳定的节能电路。可以使用桥式结构的变容二极管替代上文所描述的桥式结构的 压控可变电容器21。图3A和3B是显示了桥式结构的压控变容 二极管的图形。图3A显示了AC信号输入和输出的状态，以及在差 动(±)模式下的控制信号输入和输出的状态。图3B显示了桥式结 构的压控变容二极管的连接的状态。在图3A中，输入到输入端子6的AC输入15的电势被提 供到压控变容二极管31的阳极。然后，在压控变容二极管31的阳 极和阴极之间产生电场。通过此电场，在阴极处产生电势，提供待输 出到输出端子7的AC输出16。此时，输入到控制输入端子8的控制信号17的正电势和输入 到控制输入端子9的控制信号18的负电势通过电阻器R被提供到压控变容二极管31的控制输入电极和控制输出电极。然后，分别由压控变容二极管31的控制输入电极和控制输出电间变容二极管31的电容。相应地，根据此改变后的电容和AC输入 15的电势，在其中产生电场。在图3B中，桥式结构的压控变容二极管31的连接如下。压 控变容二极管33 (VC1)连接在输入端子6和控制输入端子8之 间，而压控变容二极管34 (VC2)连接在输入端子6和控制输出端 子9之间。此外，压控变容二极管35 (VC4)连接在控制输入端子8和输 出端子7之间，而压控变容二极管36 (VC3)连接在控制输出端子 9和输出端子7之间。输入端子6连接在压控变容二极管33 (VC1)的阳极和压控变 容二极管34 (VC2)的阴极之间，而输出端子7连接在压控变容二 极管35(VC4)的阳极和压控变容二极管36(VC3)的阴极之间。此外，控制输入端子8连接在压控变容二极管33 (VC1)的阴 极和压控变容二极管35 (VC4)的阴极之间，而控制输出端子9连 接在压控变容二极管34 (VC2)的阳极和压控变容二极管36 (VC3) 的阳极之间。在图3B中，在压控变容二极管33(VC1)的阳极和压控变容二 极管34 (VC2)的阴极之间提供了输入到输入端子6的AC输入 15的电势。然后，在压控变容二极管33(VC1)和压控变容二极管34(VC2) 的电极之间，以及在压控变容二极管35 (VC4)和压控变容二极管 36 (VC3)的电极之间产生电场。通过此电场，在输出电极3处产生 电势，提供待输出到输出端子7的AC输出16。此时，输入到控制输入端子8的控制信号17的正电势通过电 阻器R被提供到压控变容二极管33 (VC1)的阴极和压控变容二极 管35(VC4)的阴极。此外，输入到控制输出端子9的控制信号18的负电势通过电 阻器R被提供到压控变容二极管34 (VC2)的阳极和压控变容二极 管36(VC3)的阳极中的每一个电极。然后，通过正电势和负电势施加到压控变容二极管33(VC1)和 压控变容二极管34(VC2)中的每一个中的电极，以及施加到压控变 容二极管35(VC4)和压控变容二极管36(VC3)中的每一个中的电 极的反向电压的控制信号，改变电极之间的压控变容二极管31的电 容。相应地，根据此改变后的电容和AC输入15的电势，在其中 产生电场，图4A到4C是显示了两端子可变电容器阵列(变容二极管阵 列)的困形.困4A是外部透视图。图4B是显示了两端子可变电 容器阵列的内部结构的困形，而图4C是显示了两端子变容二极管阵 列的内部结构的图形。在图4A中，在两端子可变电容器阵列(变容二极管阵列)41 的彼此面对面的两侧面只配备有Tl和Tll、 T2和T12、 T3和 T13,以及T4和T14端子对。可以通过两个或更多元件的组合来 构成两端子可变电容器阵列(变容二极管阵列)41，而不仅限于四个 元件，以简化其端子布局.在如困4B所示的两端子可变电容器阵列中，在端子对Tl和 Tll之间提供了可变电容器Cl，而在端子对T2和T12之间提供 了可变电容器C2。此外，还在端子对T3和T13之间提供了可变 电容器C3，而在端子对T4和T14之间提供了可变电容器C4。两 端子可变电容器阵列没有固定的方向，从而，使其生产简单.对于可变电容器Cl到C4,使用层叠类型，例如，其中导电材 料和介电材料交替地层叠。通过施加电压(电流)，其电容发生变化， 同时，根据其电容和电压，其中存储了电荷(电能)。在困4C所示的两端子变容二极管阵列中，在端子对Tl和 Tll之间正向(从阳极到阴极)设置了变容二极管VC1，而在端子 对T2和T12之间正向设置了变容二极管VC2。此外，还在端子对T3和T13之间正向设置了变容二极管 VC3，而在端子对T4和T14之间正向设置了变容二极管VC4。在 生产时，只需考虑两端子变容二极管阵列具有正向的固定方向(从阳 极到阴极)这一点。只通过使以此方式配置的两端子可变电容器阵列(变容二极管阵 列)41的端子连线，就可以提供如图2B所示的桥式结构的压控可 变电容器21，和如图3B所示的桥式结构的压控变容二极管31。接下来，将描述釆用如上文所述的配置的桥式结构的压控可变电 容器21或桥式结构的变容二极管31的应用示例。图5是显示了应用到稳压器的示例的图形。图5显示了串联调 节器型供电设备的示例。根据该示例，如图2B所示的压控可变电容 器21应用于AC电路51中的电力变压器53的次级侧。在图5 中，AC电源(AC100V商业电源52)的一个端子和另一个端子连 接到电力变压器53中的初级线圏的一个端子和另一个端子。此电力变压器53被配置为将商业电源52的电压下降到大约 AC9V。此电力变压器53的次级线圏的一个端子连接到稳压器54 的输入端子，并通过稳压器54的输出端子进一步连接到包括DC 电路55中的二极管电桥的整流电路56的一个输入端子。接收对此稳压器54的控制信号的控制信号输入端子(+)连接 到构成了误差放大器的差动放大器电路58的非反转输出端子。此外，接收对稳压器54的控制信号的控制信号输入端子(-)连 接到差动放大器电路58的反转输出端子。在本示例中，从差动放大 器电路58的非反转输出端子和反转输出端子施加一对具有相同绝 对值并且极性相反的信号的差动控制信号提供到稳压器54的控制 信号输入端子(+)和控制信号输入端子(-)。此电力变压器53中的次级线圏的另一个端子连接到整流电路 56的另一个输入端子，平滑电容器C连接到此整流电路56的一个 输出端子和另 一个输出端子之间。经过此整流电路56和平滑电容器C平滑的DC电压VUNREG通过三端子8 V恒压电路(调节器)57提供到一个和另一 个DC电压输出端子59。平滑电容器C连接到这些一个和另一个 输出端子59之间。在本示例中，在此整流电路56的输出侧获得的经过平滑的DC 电压VUNREG被提供到构成误差放大器的运算放大器58的一个输 入端子。同时，此运算放大器58的另一个输入端子通过参考电压， 例如，9V电池，接地。图5的示例中显示的电源设备釆用如上文所描述的那样配置， 由运算放大器58将整流电路56的输出侧上的经过平滑的DC电 压VUNREG与参考电压进行比较。此比较结果被能够通过单一电源 运转的运算放大器58差动地放大，并反馈到稳压器54的控制信号 输入端子(+)和控制信号输入端子(-)。此稳压器54控制整流电路56的输出侧上的经过平滑的DC 电压VUNREG，以变成稳定的9V的参考电压。这里，通过公式1来 表示三端子恒压电路57中的功率损耗。公式1(VUNREG國8) V X L当不提供稳压器54时，经过整流的输出电压VUNREG在9V 〈Vunreg〈16V的范围内波动。在提供稳压器54的情况下，经过整 流的输出电压集中到9 V < VUNREG < 9.4 V范围内。相应地，通过 公式2来表示功率损耗的改善。公式2(16 - 9.4) V x IL (IL = 0.26 A)当不对图5的示例提供本示例的稳压器54时，即，在现有的 电源设备中，来自电力变压器53的输出电压的经过整流的输出电压 VUNREG在AC 100 V (IL-0.26 A)的输入电压处变成16 V。在此 情况下，必须考虑到设计裕度，从而，在最大额定值下，在三端子恒 压电路57中产生由公式3表示的功率损耗PW。公式3(16 - 8) V x 0.26 A = 2，08 W另一方面，在提供了本示例的稳压器54的图5的示例中，本 示例的稳压器54控制整流电路56的输出侧电压变成9.0 V,从而 在考虑了设计裕度之后，在此情况下，功率损耗PW变成如公式4 所表示的那样。公式4(9.4 - 8) V x 0.26 A = 0.364 W相应地，在图5的该示例中，可以实现节省大约1.7W的巨大能量。图7是显示了控制电压和功率消耗之间的关系的图形。如图7 所示，当由水平轴表示的稳压器54的控制电压的峰峰值在0到10 V的范围内(0到+5V)，由右垂直轴表示的经过整流的输出电压 VUNREQ在范围9 V < VUNREQ < 16V内变化，如曲线71所示。此时，由左垂直轴表示的功率消耗可以缩小1.7 W，如曲线72 所示。由左垂直轴表示的功率消耗包括除图5所示的控制系统之外 的系统的功率消耗。例如，图5所示的控制系统是电子设备的马达 驱动系统，其他系统包括CPU控制系统、显示器系统等等。此外，功率消耗的降低还可以去除用于进行热耗散的散热器，从 而可以提供节省空间和成本的效果。图6A到6C是信号波形图。图6A显示了输入信号(对于稳 压器)和输出信号(对于调制器)，图6B显示了输出信号(对于稳 压器)和输入信号(对于调制器)，图6C显示了控制信号(对于稳 压器和调制器)。首先，将描述当桥式结构的压控可变电容器21或桥式结构的变 容二极管31作为如图5所示的稳压器使用时的稳压器的波形。图 6A的稳压器情况61中所显示的输入信号62是其中重叠了正方向 和负方向的变化的交流信号。图6C所示的控制信号64的反相输出，例如，被提供到如图5 所示的稳压器54。从而，可以抵销如图6A所示的输入信号62的正和负方向的变化。即，通过如图5所示的稳压器54来稳定图6A的稳压器情况 61中所示的输入信号62。结果，消除了输入信号62的正和负方向 的变化，输出信号变成图6B的稳压器情况61中所示的输出信号 63。这里，输出信号63的信号电平变得低于输入信号62的信号电 平。接下来，将描述当桥式结构的压控可变电容器21或桥式结构的 变容二极管31作为如图5所示的调制器使用时的调制器的波形。图 6B的调制器情况65中所显示的输入信号67是交流信号，没有正 和负方向的变化。如图6C所示的控制信号68，例如，被提供到与如图5所示 的稳压器54具有相同结构的调制器。从而，正和负方向的变化重叠 在如图6B所示的输入信号67上。即，图6B的调制器情况65所示的输入信号67对应于控制信 号68的正和负方向的变化，被与如图5所示的稳压器54具有相 同结构的调制器进行了振幅上的调幅。结果，重叠有正和负方向的变 化的交流信号变为图6A的调制器情况65中所示的输出信号66。 这里，输出信号66的信号电平变得低于输入信号67的信号电平。接下来，将描迷另一个应用示例，情况是，包括线圏和桥式结构 的可变电容器的谐振电路以谐振频率谐振。图8是显示了非接触型卡系统的图形。这里显示了非接触型 IC卡中的天线单元的电容调节部件的应用示例。如图8所示，此非接触型卡系统包括，例如对应于月票的IC 卡81，以及读取器/写入器86，这种读取器/写入器86利用电磁波 作为媒介，以非接触的方式为IC卡81提供作为电源的电力，并且 还执行数据的读/写或其它必要的处理。读取器/写入器86辐射携带了命令的信号的电磁波，并在必要 时，从具有矩形形状(例如，其横截面)的环形线圏87写入数据， 还辐射在某一时段内没有调制的电磁波。首先，CPU 89根据预定程序，控制调制/解调电路88,以向环形线圏87施加对应于预定已调 制波的电压。在调制/解调电路88中执行调制处理的调制电路包括，例如， 生成预定频率(例如，14MHz)的载波的载波发生器，以及驱动电路 (放大器)，其增益随着对CPU 89的控制而变化。载波被从载波发 生器输入到驱动电路中。驱动电路进一步包括加法器，该加法器利用权重将多个环形天线87中的每一个的次级线圏和电容器的连接点的检测到的电压相加。驱动电路的增益被CPU 89对应于待传输到IC卡81的命令或写入数据来进行控制。相应地，在驱动电路中，载波根据待传输到IC卡 的命令或写入数据，被调幅和输出。驱动电路的输出端子连接到充当天线(环形天线)的线圏(环形线圏)87。如此，从驱动电路输出的调幅波被提供到环形线圏87。即，向环形线圏87施加对应于调幅波的电压。从而，在环形线圏87中，对应于电压的电流流动，并产生对应于电流的变化的磁通量(磁场)。结果，从驱动电路输出的调幅波作为电磁波从环形线圏87辐射。随后，在读取器/写入器86中，CPU 89控制驱动电路的增益 具有恒定值。从而，非调制波作为与上文所描述的调幅波相同的电磁 波而辐射。然后，确定IC卡81是否已作出了响应。这里，如下确定IC卡 81是否已作出了响应。即，在图8中未显示的IC卡81中，由例 如并联的环形线圏87和电容器(谐振电容)配置谐振电路。此外，将串联电容器和开关(例如，FET等)的串联电路并联 到电容器。相应地，取决于开关的"关"或"开"，谐振电路包括环形线 圏和电容器，或包括环形线圏及另一个电容器，其谐振频率(阻抗) 发生变化。在如图8所示的IC卡81中，当对读取器/写入器86作出响应时，使得压控可变电容器83的电容可变的控制信号被接通/关断。 从而，在包括环形线圏82和压控可变电容器83的谐振电路中，谐 振频率(阻抗)发生变化。在此情况下，假设IC卡81和读取器/写入器86位于环形线 圏82和87可以产生互感的距离内。这里，连接到IC卡81的谐 振电路的电容器的电容可以由与读取器/写入器86中的开关相同的 开关而加以改变。从辐射对应于如上文所描述的非调制波的电磁波的读取器/写入 器86中的驱动电路和环形线圏87的连接点(环形线圏的端子)看 到的环形天线87的阻抗，对应于IC卡81中的接通/关断而变化。相应地，环形天线87的连接点处的电压也发生变化。由调制/ 解调电路88对此电压进行检测和解调，并将其提供到CPU 89。根 据来自调制/解调电路88的信号(解调信号)，在CPU 89中确定 IC卡81是否已作出响应。当CPU89确定IC卡81没有作出响应时，反复地执行如上文 所描述的辐射调幅波和非调制波的处理，直到IC卡81作出响应。 这里，确定IC卡81没有作出响应的情况是IC卡81和读取器/ 写入器86不在环形线圏82和环形线圏87可以产生互感的距离 内的情况。另一方面，当确定IC卡81已作出响应时，根据解调信号，执 行必需的处理，解调信号是从调制/解调电路88作为如上文所描述的 响应获得的。即，例如，在图8的非接触型卡系统是例如自动检票系统的情 况下，CPU 89控制显示器90、入口控制器91及其他设备。显示器 90呈现所需的显示，同时，入口控制器91打开或关闭门(在图形中 未显示)。此外，还在其他设备中执行预定的处理。接下来，将描述如图8所示的IC卡81。 IC卡81首先从读 取器/写入器86接收电磁波。即，当IC卡81接近读取器/写入器 86时，环形线圏82和87进入产生互感的距离的范围内。然后，环形线圏82根据从环形线圏87辐射出的电磁场(磁通量)中穿过 环形线圏82的磁通量的变化(磁场的变化)，产生反电动势。图9是显示了 IC卡天线的谐振电路的应用示例的图形。这里，在IC卡81中，如与图8中的压控可变电容器83 — 起所示的，环形线圏82与压控可变电容器92并联，从而构成如图 9所示的谐振电路。相应地，在环形线圏82中产生的电压之中，电压分量(其频率 分量在以谐振电路的谐振频率作为其中心的预定的频带范围内)，在 随后的阶段被高效地提供到IC84。谐振电路包括环形线圏82和压 控可变电容器83。包括环形线圏82和压控可变电容器83的谐振电路的谐振频 率被配置为，例如，与读取器/写入器86的载波发生器产生的载波频 率相同。然后，基于如上文所描述的互感，通过反电动势开始向IC84供 电。随后，检测已经穿过包括环形线圏82和压控可变电容器83的 谐振电路后的信号。即，通过整流/检测二极管和平滑电容器(在图形中未显示)， 对已经穿过包括环形线圏82和压控可变电容器83的信号进行整 流和平滑(消除波紋)，并将其提供到电源调节器85。然后，电源 调节器85稳定输入信号，使其具有预定的恒定电压，并将此电压提 供到IC84，作为其电源。在如上文所描述的那样已经给IC 84供电，并且使IC 84能够 运转之后，通过上文所描述的整流/检测二极管，检测已经穿过包括环 形线圏82和压控可变电容器83的谐振电路的信号。此外，通过用 于交流耦合的电容器(在图形中未显示)，消除信号的直流分量，并 将信号的交流分量提供到IC84。IC84对输入信号中包括的命令进行解释，并进行对应于该命令 的处理。即，例如，当命令请求写入时，将输入信号中包括的数据(写 入数据)写入到未显示的存储器中(例如，非易失性存储器等等)。此外，例如，当命令请求读出时，从存储器中读出数据。对应于该数据，压控可变电容器83的控制信号(+) 93和控制信号(-)94 控制可变电容。控制信号(+) 93和控制信号(-)94是提供一对具有 相同绝对值并且极性相反的信号的差动信号。因此，取决于IC84的控制，控制信号(+)93和控制信号(-) 94被接通/关断。例如，在压控可变电容器83的电容相对来说比较 大的情况下，控制信号通常处于关断状态。当控制信号(+) 93和控 制信号(_)94被切换到接通状态时，压控可变电容器83的电容被降 低到具有相对较小的值。相应地，包括环形线圏82和压控可变电容器83的并联谐振电 路以谐振频率谐振。从而，如上文所描述的，读取器/写入器86中的 环形天线87的连接点处的电压也随着读出的数据而变化。包括环形线圏82和压控可变电容器83的谐振电路可以通过 开关与电容器并联，以进行电容的可变控制，如此，并联谐振电路可 以以不同的谐振频率谐振。在图8中，尽管没有向IC卡81提供电源，而是从读取器/ 写入器86接收电源，但是，也可以向IC卡81本身提供电源。例如，当使用连接到诸如移动电话之类的可移动电子设备的IC 卡81时，可以共享可移动电子设备的电源。同时，存在这样的情况通过在生产处理中将环形天线82连接 到IC卡81或通过将IC卡81连接到移动电话，改变环形天线 82的电容。此外，当谐振电路通过开关与电容器并联时，通过使用 环形天线82的一部分，利用导电材料夹着卡衬底的前后表面，形成 电容器。因此，通过使卡衬底材料膨胀或压缩，环境的变化可以改变 此电容器的电容。相应地，包括环形线圏82和压控可变电容器83的并联谐振电 路的谐振频率可能有变化。因此，假设IC卡81和读取器/写入器 86之间的通信将被中断，或者也许不可能进行。如此，通过对压控可变电容器83的控制，对生产处理中的电容变化进行调节。即，控制信号(+)93和控制信号(-)94控制压控可 变电容器83的可变电容。此外，对于压控可变电容器83，还调整 由环境改变所引起的电容改变。控制信号(+)93和控制信号(-)94是提供一对具有相同绝对值 并且极性相反的信号的差动信号。从而，包括环形线圏82和压控可 变电容器83的谐振电路的谐振频率被调节到能够在IC卡81和 读取器/写入器86之间进行通信的适当的值。图10是显示了 IC卡的电容和谐振频率之间的关系的图形。在图10中，如曲线101所示，当由水平轴表示的压控可变电 容器83的电容在76 pF到114 pF的范围内变化时，由垂直轴表 示的谐振频率可以在14.9 MHz到12.2 MHz的范围内变化。例如，当谐振频率被设置为14 MHz以便在IC卡81和读取 器/写入器86之间进行通信时，压控可变电容器83的电容需要为 86 pF。由于环境变化所造成的电容变化小，待调节的电容范围例如将是 86pF士几皮法。此外，为了进行通信，例如，电容需要从关断状态的 比较大的值减少接通状态的相对较小的值。这要求86pF+二十几皮 法的可变电容范围。图11是示范性地显示了压控变容二极管在谐振电路中的应用 的图形。这里，将描述压控变容二极管在谐振电路的电容调节部件中 的应用的示例。这里的压控变容二极管是如图3B所示的桥式结构的 压控变容二极管31。在图11中，谐振电路配置有并联的线圏114 (L)和压控变容 二极管。此谐振电路的谐振频率由线圏14(L)的电感L和压控变容 二极管111的静态电容C确定。此时，由公式5提供谐振频率f。公式5/ <formula>formula see original document page 23</formula>为获取谐振频率f,压控变容二极管111的可变电容通过控制信号(+)112和控制信号(-)113进行控制。控制信号(+)112和控制信号(-)113是提供一对具有相同绝对值并且极性相反的信号的差 动信号。根据控制器(图形中未显示)的控制，对控制信号(+)112和控 制信号(-)113进行控制，以具有谐振的状态或非谐振的状态。例如，当压控变容二极管111被替换为具有根据相关技术的结 构的单一变容二极管时，必须向单个变容二极管的阳极侧施加具有直 流分量的控制电压，以便改变其电容。如此，由于在待控制的电压上重叠控制电压，因此，需要另外的 电容器才能清除控制电压所重叠的直流分量。此外，单个变容二极管 独自覆盖电容的窄的可变范围，必须使用变容二极管和另外的电容器 的组合的电容，以取得谐振电路的电容性分量。当桥式结构的压控变容二极管111用于此谐振电路时，变容二 极管串联和并联，以增大组合的电容。对增大的组合的电容的电容控 制，提供了较宽的电容的可变范围。此外，桥式结构的压控变容二极管111的电容由差动模式的控 制信号(+)112和控制信号(-)113进行控制。因此，控制电压没有 重叠在待控制的电压上，因此，不需要另外的电容器。图12是显示了 VCO电路的示例的图形。这里，将示范性地 描述压控变容二极管在压控振荡器(VCO)中的用于调节谐振频率的 电容调节部件中的应用。这里的压控变容二极管是如图3B所示的桥式结构的压控变容二极管31。VCO是通过电压控制输出频率的电路。输入/输出特性，即，输 出频率针对输入电压的特性，要求单调性和线性性。更多的线性输入 /输出特性提供了更多恒定的传输特性和比较简单的回路设计。一般而言，使用LC谐振特性的VCO具有较低的相位噪声。 这是因为振荡反馈系统的Q特性对相位噪声有比较大的影响，并且使 用具有高Q值的系统的振荡电路具有较低的相位噪声。在图12中，VCO电路的此示例使用LC谐振电路，并被配 置为通过使用桥式结构的压控变容二极管121,由差动模式的控制信号(+)122和控制信号(-)123施加的电压，来改变电容C。当由控制信号(+) 122和控制信号(-)123提供的压控变容二 极管121的两端处的反向偏压较小时，电容C变得较大，而当反向 偏压较大时，电容C变得较小。这是因为，变容二极管的电容C由 反向偏置的PN结的耗尽层电容构成。当桥式结构的压控变容二极管121用于此VCO电路时，串联 的和并联的变容二极管增大VCO电路的组合的电容，并且对增大的 组合的电容的电容控制，提供了较宽的电容的可变范围。此外，因为利用差动模式的控制信号(+)112和控制信号(-)113 对桥式结构的压控变容二极管121进行电容控制，因此控制电压没 有重叠在待控制的电压上。从而，不需要另外的电容器，并且可以调 节桥式结构的压控变容二极管121的电容相对于反向电压的特性， 以覆盖满足VCO的输出频率范围的电容的可变范围。通过由压控变容二极管121的控制信号(+) 112和控制信号 (-)113施加的控制电压的变化，来改变桥式结构的压控变容二极管 121的静态电容。相应地，谐振电路的谐振频率发生变化，从而改变从晶体管TR 的发射极输出的振荡频率f。在此电路的情况下，振荡频率f随着桥 式结构的压控变容二极管121的控制信号(+) 112和控制信号(-) 113的控制电压的增大，振荡频率f变得更高。这里，电压V、 Vref、 Vbias，电容器C，以及电阻器R分别 代表谐振电路中的待控制的电压、谐振电路的参考电压、晶体管TR 的偏压、高频旁路电容器、以及用于降低晶体管TR的电压降的另 外的电阻器。图13是显示了调谐电路的示例的图形。这里，将示范性地描述 压控变容二极管在调谐电路的用于调节谐振频率的电容调节部件中 的应用。此情况的压控变容二极管是如图3B所示的桥式结构的压控 变容二极管31。在图13中，在接收处理电路132中，对由天线部件131接收到的信号进行接收处理。利用由调谐器部件133选择的频率，调 谐经过接收处理的信号。调谐器部件133使用两个谐振电路，分别 具有线圏L2和压控变容二极管134，以及线圏L3和压控变容二 极管137。可以通过分别使用差动模式的控制信号(+)135、 138和控制信 号(-)136、 139 ，改变桥式结构的压控变容二极管134、 137的电容 C。如此，对包括线圏L2和压控变容二极管134的谐振电路的电 容和包括线圏L3和压控变容二极管137的谐振电路的电容进行调 节，并且可以使谐振电路的谐振频率变为预设的调谐频率。图14A到14C是显示了滤波器电路的示例的图形。图14A 显示了 LPF,图14B显示了 HPF，而图14C显示了 BPF。这里， 示范性地显示了压控变容二极管在滤波器电路的用于调节谐振频率 的电容调节部件中的应用。这些情况的压控变容二极管是如图3B所 示的桥式结构的压控变容二极管31。在图14A中，通过使用桥式结构的压控变容二极管141，可以 通过差动模式的控制信号(+)142和控制信号(-)143提供的控制电 压改变电容C。从而，使用包括线圏L和压控变容二极管141的 谐振电路，进行电容调节，以便在LPF的较低频率侧设置截止频率。在图14B中，通过使用桥式结构的压控变容二极管，可以通过 差动模式的控制信号(+)145和控制信号(-)146提供的控制电压改 变电容C。从而，可以使用包括线圏L和压控变容二极管144的 谐振电路，进行电容调节，以便在HPF的较高频率侧设置截止频率。在图14C中，通过使用桥式结构的压控变容二极管147， 150， 通过差动模式的控制信号(+) 148、 151和控制信号(-)149、 152提 供的控制电压，可以改变电容C。从而，分别使用包括线圏L和压 控变容二极管147和另一个线圏L和压控变容二极管150的两个 谐振电路，进行电容调节，以便在BPF的较低频率端和较高频率端 设置截止频率。本领域技术人员应该理解，可以根据设计要求及其他因素，做出 各种修改、組合、子组合和更改，至于它们在所附的权利要求或其等 效内容的范围内即可。
权利要求
1.一种控制单元，包括用于待控制的信号的输入端子和输出端子；用于控制信号的控制输入端子和控制输出端子；连接在所述输入端子和所述控制输入端子之间、所述输入端子和所述控制输出端子之间、所述控制输入端子和所述输出端子之间，以及所述控制输出端子和所述输出端子之间的桥式结构的可变电容器，其电容通过所述控制信号来改变；以及差动信号控制的电源，其中，在一对信号具有相同绝对值并且极性相反的差动模式下，在所述控制输入端子和所述控制输出端子之间施加所述控制信号，其中，通过所述控制信号改变所述桥式结构的可变电容器的电容来控制所述待控制的信号的电压或电流。
2. 根据权利要求1所述的控制单元，其中 所述桥式结构的可变电容器通过利用所述控制信号抵销所述待控制的信号的变化而使其稳定，所述待控制的信号是电源电路中的变 压器的次级电流。
3. 根据权利要求1所述的控制单元，其中 所迷桥式结构的可变电容器利用所述控制信号的变化调制所述待控制的信号，所述待控制的信号是调制电路的输入信号。
4. 根据权利要求1所述的控制单元，其中 所述桥式结构的可变电容器使谐振电路以谐振频率谐振，所述谐振电路包括线圏和所述桥式结构的可变电容器。
5. 根据权利要求4所述的控制单元，其中 所述谐振电路用于非接触型IC卡中的天线部件的电容调节部件中。
6. 根据权利要求4所述的控制单元，其中 所述谐振电路用在用于调节压控振荡器中的谐振频率的电容调节部件中。
7. 根据权利要求4所述的控制单元，其中 所述谐振电路用于调谐电路中的调谐器的电容调节部件。
8. 根据权利要求4所述的控制单元，其中 所述谐振电路用于滤波器电路的电容调节部件。
9. 根据权利要求1所述的控制单元，其中 使用桥式结构的变容二极管，代替桥式结构的可变电容器。
10. 根据权利要求1所述的控制单元，其中 所述桥式结构的可变电容器或代替所述桥式结构的可变电容器而使用的桥式结构的变容二极管，被配置为在具有多个两端子可变电 容器的可变电容器阵列或具有多个两端子变容二极管的变容二极管 阵列的各端子之间具有桥式连接。
全文摘要
一种控制单元包括用于待控制的信号的输入端子和输出端子，用于控制信号的控制输入端子和控制输出端子，连接在所述输入端子和所述控制输入端子之间、所述输入端子和所述控制输出端子之间、所述控制输入端子和所述输出端子之间，以及所述控制输出端子和所述输出端子之间的桥式结构的可变电容器，通过所述控制信号来改变其电容，以及差动信号控制的电源，其中，在一对信号具有相同绝对值并且极性相反的差动模式下，在所述控制输入端子和所述控制输出端子之间施加所述控制信号。通过所述控制信号改变所述桥式结构的可变电容器的电容来控制所述待控制的信号的电压或电流。
文档编号G05F1/10GK101281819SQ200810090069
公开日2008年10月8日 申请日期2008年4月2日 优先权日2007年4月2日
发明者管野正喜 申请人:索尼株式会社