实现三极管基极电流补偿的电路装置及控制方法

专利名称：实现三极管基极电流补偿的电路装置及控制方法
技术领域：
本发明涉及电源变换领域，尤其涉及一种应用于功率变换器实现其三极管基极电流补偿 的电路装置。还涉及一种应用于功率变换器实现其三极管基极电流补偿的控制方法。
背景技术：
多年来，各种用于恒流恒压反激式电源的控制IC (集成电路)已经得到发展和应用， 其应用包括离线式AC/DC (交流/直流)电源适配器、充电器和移动设备的备用电源。
图1为一种现有的典型的通过变压器11次级来控制的恒流输出反激式变换器10的电 路图。变压器11包含三个绕组初级绕组Lp，次级绕组Ls和辅助绕组La。反激式变换器 10包含一个作为初级开关的外接MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)12， 一个表 示变压器11铜线绕组其阻抗损耗的次级电阻13，第一个电流感应电阻14，次级整流管 15，输出电容16，光耦17，第二个电流感应电阻18，偏置电阻19，电流限制三极管 20以及采用传统的峰值电流模式脉冲宽度调制(PWM)的控制IC 21 。控制IC 21起动的初始 能量由电阻22和电容23提供。当反激式变换器10稳定后，变压器11的辅助绕组La通 过整流器24为控制IC21提供能量。第二个电流感应电阻18和三极管20控制输出电 流。三极管20调节第二个电流感应电阻18其两端电压为预设的基极发射极电压(VBE)。 因此反激式变换器10的输出电流等于VBE除以第二个电流感应电阻18其电阻值。反激 式变换器10的缺点之一是基极发射极电压VBE和输出电流都随温度而变化。而且，VBE 会导致重大的功率损耗。另外，为了安全所要用到的光耦17会增加总的材料成本，从而 导致反激式变换器10的成本昂贵。
图2A为现有的第二种典型的通过变压器11初级来控制的恒流输出反激式变换器25 的电路图。它与图1中的现有技术相比，反激式变换器25不包含反激式变换器10中的光 耦和变压器次级电流感应元件。但是反激式变换器25具有输出电流不准确性，其原因 为(a)变压器初级电感的变化，和(b)流过初级电感Lp实际的峰值电流与通过电流感 应电阻14感应到的峰值电流有微小的差别。变压器11其初级电感值的变化会导致反激式 变换器25的输出电流随之变化。初级电感Lp的峰值电流与感应电阻14上的压降Vcs感 应到的峰值电流有微小的差别，其原因为控制IC 21其电流感应比较器的信号传输具有延 迟，并且关闭外接M0SFET12也具有延迟。
图2B为图2A中的反激式变换器25峰值电流的检测误差的示意图。图2B中栅极 (GATE)波形为图2A中作为主开关的MOSFET 12的栅极开/关驱动电压的波形图。在T1 时间，GATE变为高，M0SFET12导通。初级电感电流lLP以dl/dt=Vp/Lp的斜率线性的斜 坡上升，其中Vp为初级电感两端的电压，Lp为初级电感的电感值。因此感应电阻上的压 降Vcs也会按比例的斜坡上升。当感应电压信号Vcs在T2时间达到Vref (参考电压)时， 初级峰值电流lp即Vref/Rcs，其中Rcs为电流感应电阻14的阻值。但由于控制IC21的电 流限制比较器的信号传输延迟和PWM控制逻辑和驱动的延迟，GATE直到T3时间才变为
低从而关断。(T3-T2)就是GATE关断的延迟时间。MOSFET 12的漏极电压在开关关断 的T3时间会突然变高，但初级电感电流Lp会继续升高直到T4时间，此时MSOFET12的 漏极电压升高到VIN,初级电感Lp上的电压极性反转。结果，初级电感的最终峰值电流是 lpf而不是lp。不幸的是，初级电感最终的峰值电流lpf会变化，因为(T3-T2)和(T4-T3) 会随温度的变化、输入电压的不同、IC工艺变化、外部器件的偏差和PCB板布局的差异而 变化。所有的这些变化将产生误差，从而导致反激式变换器25其输出电流不精确。
综上所述，要寻求一种通过初级来控制并且成本低的用于校准反激式变换器输出电流的 方法。这种方法通过减少使用IC和外部元件的数目来消除如上所述现有技术的缺陷。这种 方法不需要次级电路和光耦。此外，反激式变换器的输出电流尽可能最大的不受温度的变化、 输入电压的不同、IC工艺的变化、外部元件的偏差和PCB布局的差异等的影响。

发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种应用于功率变换器实现其三极管基极电流补偿 的电路装置，它使用三极管作为开关管的初级反馈功率变换器中实现三极管基极电流的补 偿。另外，本发明还又提供一种应用于功率变换器实现其三极管基极电流补偿的控制方法。
为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案
一种电路装置，它包括 一个初级线圈； 一个NPN三极管，该NPN三极管分别由集电极， 基极以及发射极构成，其中集电极的电流由集电极来接收，基极电流由基极接收，发射极的 电流通过发射极发射出去，并且集电极的电流来自初级线圈； 一个耦合电容，分别由一个上 极板和下极板构成，其中所述NPN三极管的发射极耦合到上极板； 一个比较器，其中的一个 输入端耦合到下极板上，其中集电极电流与下极板的电压成正比关系。
一个控制方法，它包括接收一个NPN三极管的集电极电流，此集电极电流来自初级线 圈，此集电极电流由NPN三极管的集电极接收，并通过所述NPN三极管的发射极发射出去； 电容的上极板由发射极的电流来进行充电；电容的下极板的电压会发生变化，并且此电容的 下极板上的电压和集电极电流成正比的变化。
一种电路装置，它包括 一个初级线圈； 一个NPN三极管，该NPN三级管分别由集电 极，基极以及发射极构成，其中集电极电流由集电极来接收，基极电流由基极接收，发射极 电流通过发射极发射出去，并且集电极电流来自初极线圈，而且具有一定的幅度；并且集电 极电流幅值的大小通过一个控制电路得到，该控制电路利用发射极电流减去基极电流进行控 制。
因为本发明的变压器绕组的实际感值与所标称的感值有偏差，反激式变换器通过调节 流过初级绕组的峰值电流为一个适当的值从而得到恒定电流输出。反激式变换器调节流经初 级绕组的峰值电流，以补偿控制电路中的信号传输延迟和寄生效应，从而消除传输延迟和寄 生效应对峰值电流检测的精确性所产生的影响。


下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步详细说明。
图1为现有的一个通过次级来控制的传统的恒流输出的反激式变换器的简单电路图。
图示2A为现有的另一个通过初级来控制的恒流输出的反激式变换器的简单电路图。
图2B为图2A中恒流输出反激式变换器峰值电流检测误差的波形图。
图3为含有本发明中的比较电路和控制环路的反激式变换器的简单电路图。
图4为本发明控制反激式变换器电感峰值电流方法的流程图。
图5为本发明通过初级来控制的恒定电流和电压输出的反激式变换器的简单电路图， 其包含一个脉宽调制控制集成电路。
图6为图5中脉宽调制控制集成电路的更详细的电路图，其包含一个振荡器和一个自适 应电流限制器。
图7为图6中振荡器更详细的电路图。
图8为不连续工作模式下(DCM)的辅助绕组电压、初级开关电流和次级整流器电流 的理想波形图。
图9为图6中振荡器的理想时序波形图。
图10为图6中自适应电流限制器的工作和时序波形图。
图11为图6中自适应电流限制器更详细的电路图。
图12为可替代图6中控制集成电路的另一种更详细的电路图。
图13为图12中控制集成电路与一个外接MOSFET和电流感应电阻连接使用的电路图。
图14为图3中反激式变换器其控制集成电路用封装图来表示的电路图。
具体实施例方式
如没有特别声明，在以下本实施例中，电感开关是指主功率开关管44，开关管脚是指 SW端或SW管脚(也就是附图中的99)。本发明为了表述和行文方便，对同一技术特征采 用了不同技术术语，但其实质含义或代表的或指向的对象一样，比如所称的初级电感(是指 初级绕组或初级线圈上的电感)、初级绕组、初级线圈均为附图中的39;又比如次级电感(是 指次级绕组或次级线圈上的电感)、次级绕组、次级线圈也是一样，均为附图中40;还有辅 助级电感(是指辅助绕组、辅助级绕组或辅助级线圈上的电感)、辅助绕组、辅助级绕组、 辅助级线圈也是一样，均为附图中的41;还有有些概念上有所不同，但为上下位概念或等 同概念或实质相同概念，比如反激转换器、电源转换器就是下文中的反激式变换器；调制器、 调整器、变压器均是指附图中的72。
图3为本发明用一个比较电路和一个控制环路来调节电感电流的反激式变换器30。图 4为图3中反激式变换器30工作方法的流程图，其包括步骤31到35。此方法通过调节反 激式变换器30电感的峰值电流来控制输出的电流。反激式变换器包含一个变压器36， 一 个外接NPN三极管37和一个控制器集成电路(以下简称"IC" ) 38。变压器36包括一 个初级绕组(又称为"初级电感")39， 一个次级绕组40和一个辅助绕组41。控制IC38 包括一个振荡器42， 一个自适应电流限制器43， 一个内部的主功率开关管44，脉宽调制 逻辑控制电路(简称"PWM逻辑电路")45和一个栅极驱动电路46。自适应电流限制器 43包括一个比较电路47， 一个控制环路48和一个脉冲宽度发生器(简称"脉宽发生器") 49。
当主功率开关管44导通时，电感电流50开始流过初级电感39。由于流过初级电感39
的电感电流50斜坡上升，产生了一个电磁场，并在主功率开关管44关断时把能量传输到 次级绕组40。传输到次级绕组40的能量就以输出电流(louT)的形式输出。在某些应用中， 希望反激式变换器30能提供恒定的输出电流(l0UT)。输出电流(l0UT)至少与三个因素 有关(i)电感电流50的峰值，(ii)初级电感39的电感值(LP)和(iii)主功率开关管 44导通从而流过初级电感39的电流斜坡上升的频率(fosc)。就初级电感39的电感值(Lp) 而言，由于变压器36制作工艺的变化导致它的电感值偏离其标称的额定值，因此个别的 反激式变换器的输出电流(l0UT)会产生变化。例如，电感绕组导线的直径不相同，或者缠 绕的方式不一致都会导致个别初级电感的实际电感值变化。另外，信号传输的延迟以及应 用主功率开关管44来控制电感电流从而产生的寄生效应会导致流过初级电感39的峰值电 流(Ip)变化。并且传输延迟与工艺，温度和电压有关。
图4描述了调节流过初级电感39的峰值电流(lp)的一种方法，尽管信号传输延迟和 寄生效应与工艺，温度和电压的变化有关，但是此办法仍可维持反激式变换器30的输出 电流恒定。此外，还可以通过调节峰值电流(lp)来补偿由于工艺变化而引起的初级电感39 电感值(Lp)的不一致性。而且，描述了通过调节振荡频率(fosc)来补偿电感值(Lp)不 一致性的一种方法，主功率开关管44以此振荡频率(fosc)导通，使流过初级电感39的 电感电流50斜坡上升。因此，通过调整电感峰值电流(Ip)和开关频率(fosc)或只调整 其一都可以维持输出的电流(Iout)为恒定的值。
第一步(步骤31),自适应电流限制器43接收反馈信号51，此信号反映流过初级电 感39的电流停止增长的时间。自适应电流限制器43中的比较电路47和控制环路48都 接收振荡器42输出的反馈信号51。流过初级电感39的电感电流50在第一次停止上升 的时间停止斜坡上升。振荡器42使用辅助反馈信号52产生反馈信号51和开关频率信号 53。辅助反馈信号52通过辅助绕组41端电压产生。当流过初级电感39的电流斜坡上升 时，磁场产生，将能量传递给辅助绕组41并在辅助绕组41端产生电压。
第二步(步骤32)，比较电路47接收开关信号54，此信号反映流过初级电感39的 电感电流50斜坡上升的速率。开关信号54通过控制IC38的开关端(SW)从外接的NPN 三极管发射极得到。初级电感39中斜坡上升的电感电流50流过NPN三极管37和控制 IC 38的开关端(SW)。虽然在图3中，开关信号54由流过主功率开关管44的NPN三 极管发射极电流得到，但是可以使用其它的实现方法来产生开关信号54，例如通过在主功 率开关管44的源端连接感应电阻或在与主功率开关管44并联的感应MOSFET的源端连接 电阻来产生。
第三步(步骤33)，比较电路47产生计时信号55，此信号反映目标时间，此时间为 电感电流50以某速率斜坡上升达到预先设定的限制电流的时间。
第四步(歩骤34)，控制IC38产生电感开关控制信号56，此信号具有一定的脉宽。 电感开关控制信号56控制电感电流50流过的主功率开关管44的栅极。栅极驱动电路 46使用"N-channel on"信号("N沟道导通"信号，以下简称为"Nchon信号")57产生电 感开关控制信号56。 PWM逻辑电路45使用振荡器42输出的开关频率信号53和脉宽发 生器49输出的脉冲宽度信号(以下简称"脉宽信号")58产生Nchon信号57。开关频 率信号53为电感开关控制信号56其产生的脉冲提供频率，而脉宽信号58提供电感开关
控制信号56的脉冲持续时间。脉宽发生器49使用控制环路48产生的时间误差信号59 产生脉宽信号58。
第五步(步骤35)，自适应电流限制器43控制电感开关控制信号56的脉宽，使得 第一次停止上升的时间(流过初级电感39的电感电流50停止增长的时间)和目标时间(电 感电流50达到预先设定的限制电流的时间)同时发生。在具体实现电路中，自适应电流限 制器43控制电感开关控制信号56的脉冲宽度，但是在另一种实现电路中，自适应电流限 制器43控制脉宽信号58的脉宽或Nchon信号57。通过控制脉宽信号58， Nchon信号 57和电感开关控制信号56三者中任意一个信号的脉冲宽度，第一次停止上升的时间和目 标时间可被调整到同时发生。通过自适应的控制脉冲宽度，电感的峰值电流(Ip)将被调 整，从而维持反激式变换器30的输出电流(l0UT)恒定。
图5为图3中反激式变换器30高一级的框图。反激式变换器30是精确的但是低成本 的功率电源变换器，其通过初级控制，并且输出电流经过调整。如图5所示，反激式变换 器30不包含现有技术中所包含的次级控制电路和光耦。反激式变换器30使用唯一的来自 次级的反馈来控制输出电流和电压，此反馈来自辅助绕组41和次级绕组40的磁场耦合。 除了节省成本，由于不包含次级控制电路和光耦，外围的元件数得以减少，从而增加反激 式变换器30的稳定性。
有两个影响反激式变换器30输出电流精度的因素(a)变压器36其初级电感39的 电感值的变化，和(b)初级电感39其峰值电流(Ip)检测的不精确性。初级电感39其实 际的电感值(Lp) —般会变化±20%。初级电感39的峰值电流(Ip) —般并不能精确检测， 因为控制IC38中的电流感应比较器，PWM逻辑电路和栅极驱动电路具有传输信号延迟， 初级功率开关关断具有延迟和作为初级功率开关的MOSFET的漏极的寄生效应或作为初级 功率开关的NPN三极管集电极的寄生效应。此外，峰值电流其检测精度随着温度，电压， IC工艺，PCB布线和与外围元件值相关的寄生源的变化而降低。反激式变换器30通过使 主功率开关管44的工作频率(fosc)的变化与电感值(Lp)的变化成反比来补偿初级电感 的实际值与其标称的额定值的偏差。反激式变换器30使用自适应电流限制器43和控制环 路48探测和控制初级电感39的峰值电流来补偿信号传输延迟和寄生效应，使峰值电流探 测变得简单。此外，反激式变换器30为降低成本，使用初级控制的发射极开关结构。
图5中的反激式变换器30通过两种工作模式输出恒定的电流和电压，分别为恒定(峰值) 电流模式和恒定电压模式。变压器36其初级绕组39具有Np匝数，次级绕组40具有 Ns匝数，辅助绕组41具有Na匝数。在图5中的次级电阻60代表变压器36其铜线绕组 的阻性损耗。反激式变换器30具有次级整流器61，输出电容62和控制IC38。控制IC 38为峰值电流模式脉宽调制控制器。控制IC38启动的初始能量由电阻63和电容64提 供。当反激式变换器30稳定后，变压器36其辅助绕组41通过整流器65为控制IC38 提供能量。
变压器36初级的控制IC38的反馈端FB其打线焊盘66接收反映次级绕组40输出电 压(VOUT)的信号。辅助绕组41的端电压(VAUX) 67经过电阻分压网络得到反馈端FB 其打线焊盘66端的辅助反馈信号52,此电阻分压网络包括第一个反馈电阻(RFB1) 68和 第二个反馈电阻(Rfb2) 69。辅助反馈信号52也用于计算初级电感的导通时间和实际的斜
坡上升时间。
图5中的反激式变换器的具体实现电路中包含外接的功率控制元件例如NPN三极管 37，其应用在需要较高的输出功率或较高的开关频率的情况。NPN三极管37的基极耦合 到一个二极管70和一个电阻71。在低功率应用中反激式变换器30的具体实现电路中并 不包含外接的三极管，MOSFET功率开关管或电流感应电路，这些都集成在控制IC38中。
图5中，NPN三极管37与采用发射极开关结构的控制IC38协同工作。外接的NPN 三极管37作为初级绕组39的开关。在这种结构中，控制IC38中集成的电路驱动外接 NPN三极管37的发射极。在其它的实现电路中，为了进一步增加功率控制能力和开关频 率，使用外接的MOSFET替代NPN三极管37作为主开关。通常，三极管的频率特性受到 基极充电/放电时间的限制，其高功率特性受到基极驱动电阻的限制。因此，NPN三极管 37对于不需要非常高的功率和开关频率的应用非常适合。
现有的技术中，采用感应电阻来检测初级电感峰值电流，此方法不切合实际，因为流 过感应电阻的电流等于NPN发射结的电流，此电流由流过集电极的实际的电感电流和NPN 三极管37的基极电流组成。尽管使用三极管增加了复杂程度，并且三极管由于其自身特 点具有电流增益(Beta)和饱和等效应，此效应会产生额外的误差项，但在应用中仍想使用 NPN三极管替代MOSFET，这是因为三极管的成本远远低于高压MOSFET。电流增益和 饱和等效应难于控制，并随着工艺，温度，电压和外围元件值的变化而有相当大的变化。
图6为控制IC38详细的电路图。控制IC38包含自适应电流限制器43，其用于补偿 探测初级电感39峰值电流(lp)时产生的控制误差。在不影响性能的基础上，自适应电流 限制器43为纠正峰值电流探测具有的误差提供低成本解决方案。
尽管系统中具有各方面的变化，但是自适应电流限制器43使得初级电感39的峰值电 流(Ip)恒定。控制环路48调节内部功率MOSFET44的关断时间，使初级电感39其电 流总的斜坡上升时间(Tramp)精确的对应于初级电感电流斜坡上升到预先设定的峰值限制 电流(lUM)的时间。总的斜坡上升时间(Tramp)包括(a)内部集成的主功率开关管44 的导通时间，(b) NPN三极管37的基极放电时间，禾n (c) NPN三极管37集电极电压 上升时间。总的斜坡上升时间被调整为流过初级绕组39的电流斜坡上升到所限制的峰值 电流的一半所需时间的两倍。在此例中使用2: 1的比例，但是在其它的实现电路中可以使 用其它的比例。在许多实际的应用中，考虑到精度性和具体的实现方法(例如器件布局的匹
配)，2: 1的比例其效果很好。其它合适的比例，例如3: 1可以在需要特殊应用的场合中
使用。控制环路48自动地促使初级电感39其实际的电流斜坡上升时间等于参考时间。
虽然系统的不一致性会使电感的峰值电流不同，但是有很多其他的应用并不需要维持 非常恒定的电感峰值电流。AC/DC电源转换器和适配器中，不需要维持非常恒定的电感峰 值电流的一种应用是通过限制输出电流或输出功率来保护其不进入误状态。这种应用并不 需要像AC/DC离线充电器一样将输出电流调整的非常精确。
内部集成的调整器72为控制IC38提供电源电压和参考电压VREF。在具体实现电路 中，当电路启动时会通过电阻63和电容64产生15伏的电压VDD，电路启动后辅助绕组 41和整流器65会维持电压VoD，此电压输入调整器72，然后输出5伏电源电压为自适应
电流限制器43供电。欠压锁定电路73监控为控制IC38供电的电压VDD.当电压Voo超 过欠压锁定电路73开启阈值电压时，控制IC38正常工作。此例中，欠压锁定电路73开启 阈值电压为19伏，欠压锁定电路73关断阈值电压为8伏。如果电压VoD降低到欠压锁定 电路73关断阈值电压，控制IC38将停止工作。变压器36其次级绕组40的输出电压的 反映信号，通过辅助绕组41和反馈端FB其打线焊盘66，反馈到控制IC38。辅助反馈信 号52与调整器72产生的参考电压VREF相比较，输出误差信号，此误差信号通过前置放 大器74放大，经取样器75取样，反馈到PWM误差放大器76，此放大器对误差信号进 一步放大，输出经过两次放大的输出信号77。电阻78，电容79和80组成PWM误差放大 器76的内部补偿网络。PWM误差放大器76的输出信号77输入到误差比较器81,此误 差比较器81作为反激式变换器30恒压模式的脉宽调制比较器。
除了前置放大器74，辅助反馈信号52通过反馈端FB其打线焊盘66输入到振荡器 42和频率调制器(简称"FMOD" ) 82。
FMOD 82感应辅助反馈信号52的电压值，输 出振荡器42所需的偏置电流。FMOD 82输出的偏置电流随辅助反馈信号52电压值的变 化而变化，因此当反激式变换器30其输出电压变化时，振荡器的频率会随着调整，从而 维持输出电流恒定。振荡器42包含一个用于检测实际的初级绕组39中电流斜坡上升时间 (Tramp)的tra,探测电路。tramp探测电路通过辅助绕组41的端电压(VAUX) 67经过 分压电阻68和69得到的电压来决定总的斜坡上升时间。振荡器42输出脉宽调制电路所 需的频率，用于驱动主功率开关管44。
辅助反馈信号52的电压由辅助绕组41其电感值与初级电感39和次级电感40的电感 值的比例决定，用于作为振荡器42的参考电压。因此，除了峰值电流(lp)，振荡频率 (fosG)还补偿初级电感39其电感值的变化。除了图6的具体电路外，还可以使用其它可 替换的结构优化振荡器42的特性，来补偿变压器36其初级电感值的变化。
PWM逻辑电路45利用两种模式产生所需的脉冲宽度调制波形(a)当调整输出电压 时，釆用电流模式PWM控制，和(b)当调整输出电流时，采用每周期自适应电流限制模 式。Nchon信号57由PWM逻辑电路45输出，输入到栅极驱动电路46。栅极驱动电路 46为相对高速的MOSFET栅驱动电路。栅极驱动电路46输出电感开关控制信号56，此 信号输入到主功率开关管44和更小比例的内部MOSFET 83。更小比例的内部MOSFET 83和电阻84组成电流感应电路。被感应的电流信号经过电流感应放大器85放大，然后 转换成电压信号。此电压信号通过误差比较器81与PWM误差放大器76的输出信号77 相比较。误差比较器81输出调整信号86，其用于设定主功率开关管44的导通时间。在 恒压工作模式下，当反激式变换器30的输出电流低于最大的输出限制电流，调整信号86 用于恒压输出调整。在恒流工作模式下，输出电流的调整功能由自适应电流限制器43实 现，当输出电流(l0UT)达到预先设定的峰值限制电流(Ium)时，自适应电流限制器43限 制初级电感39的峰值电流(lp)。自适应电流限制器43使峰值电流值与温度，输入线电 压，IC和外围元件值的变化和PCB布局的不一致性无关。
PWM误差放大器76的输出信号77输入到线修正电路87，产生线修正信号88，其值 与输出信号77成比例。线修正信号88用于调整辅助反馈信号52的电压，来补偿反激式 变换器30充电器线串联电阻引起的输出电压的损失。线电阻补偿技术在线的末端提供合
理精确的固定电压，线末端为反激式变换器30与被充电和被供电的设备例如手机或便携 式多媒体播放器相连端。输出电压的损失是由于负载端的电压会有一个l*R电压降，此电 压降为线上有限的串联电阻与电源的输出电流的乘积。初级控制反激式功率变换器30通 过由次级绕组40的电压反映到辅助绕组41而得到的反馈电压来调整输出电压(VouT)， 但是这个反映电压并不包括由于有限的线电阻而引起的卜R电压误差。在恒压工作模式， PWM误差放大器76的输出与反激式变换器30的输出电流成比例。因此输出信号77可 以用于产生线修正信号88，此线修正信号88可以被应用到反馈输入端或前置放大器74 的参考电压输入端来补偿线电阻。在图6的具体实现电路中，修正信号被应用到前置放大 器74的反馈输入端，但是在其它可替换的实现电路中，修正信号还可以简单的应用到参 考电压输入端。
图7更详细的描述控制IC38中的振荡器42。振荡器42包含电压比较器89，延迟元 件90， Tramp探测电路91，三个电流源92, 93和94，和振荡器计时电容(Cosc ) 95。 TpAMP探测电路91通过辅助反馈信号52决定总的斜坡上升时间，此反馈信号为辅助 绕组41其端电压(VAux) 67经过分压电阻68和69得到的电压信号。TraMP探测电路91 输出反馈信号(Tramp) 51。反馈信号51输入到延迟元件90,产生延迟信号Trampd。延 迟信号TpAMPD在反馈信号51产生后，经过TD2延迟时间后产生。Tramp探测电路91包含 一个由P沟道FET97和98组成的电流镜96。当主功率开关管44导通并且初级电感39 的电感电流50斜坡上升时，振荡器42通过电流镜96产生压控振荡电流lvco。压控振荡
电流K/co的值可表示为
<formula>formula see original document page 12</formula> (1)
其中M为电流镜96的增益。在一种实现电路中，增益M为1， lvcx)等于从反馈端FB 其打线焊盘66流回的反馈电流lFB.
振荡器计时电容95由电流源92产生的充电电流losc充电。在此具体实现电路中， 振荡器计时电容95由电流源93放电，其放电电流的值为充电电流值的四倍。因为充电电 流源92在放电电流电流源93打开时并没有关闭，所以放电电流就变为充电电流的三倍， 如图9。当主功率开关管关断时，FMOD使用与辅助反馈信号52的电压成比例的电压信号 产生偏置电流。此偏置电流偏置电流源92。振荡器42由调整器72输出的5伏电源信号 供电。
振荡器42为一个内部集成的RC振荡器，输出开关频率信号53，其频率fosc由振荡 器计时电容95的电容值和振荡器电阻Rosc的电阻值确定。振荡器的电阻可以表示为 Rose = VFB/I0SC ，其中VFB = V0UT*Na/Ns 。振荡器42输出的开关频率信号53输入到 PWM逻辑电路45。 PWM逻辑电路45通过输入的开关频率信号53和脉宽发生器49输 出的脉宽信号58输出Nchon信号57。开关频率信号53的频率fosc决定Nchon信号57 脉冲出现的频率。
图8为辅助绕组41端电压(VAUX) 67，流过初级绕组39的电流(bO和流过次级 绕组的电流(Is)的理想波形图，其中流过次级绕组的电流(Is)为流过工作在不连续导通
模式的次级整流器61的电流。主功率开关管44在T1时间导通，在T2时间关断，在T4 时间再次导通。因此，T1和T4之间的时间为一个开关周期。T1和T2之间的时间为主功率 开关管44导通时的斜坡上升时间(Tramp) 。 T2和T4之间的时间为主功率开关管44关 断的时间。电流波形(ls)所示，在T3时间，流过变压器36其次级绕组40的电流降低为零。
反馈信号51 (即电压波形Tramp)反映初级电感39实际的斜坡上升时间，此时间通过 辅助绕组41的端电压(VAUX) 67由振荡器42检测出。反馈端FB其打线焊盘66的辅助 反馈信号52为振荡器42提供辅助绕组41的端电压(VAUX) 67的反映信号。如图8所 示，当端电压(VAUX) 67变为负值并且反馈信号51 (Tramp电压)升高时，初级电感电 流(lLP)开始上升。当初级电感电流(Ilp)到达其峰值(Ip)时，振荡器42检测到斜坡上 升时间Tramp结束，辅助绕组两端的电压(VAUX)会迅速的升高。
反激式变换器30的输出功率只由在不连续导通模式时初级电感39中储存的能量确 定，由公式(2)所示，此式忽略效率带来的损耗
Pout = (Vout + Vd)'I。ut =，力'lp 'Lp'f。sc (2)
其中Vo为次级整流器61两端的电压降，Lp为初级绕组39的电感值，lp为初级绕组 39的峰值电流，fosc为控制IC38中振荡器42设定的振荡频率。忽略效率的损耗，反激 式变换器30的输出电流可表示为
k rV*W， (3)
"OW卞K D
当Iout小于初级绕组39所限制的峰值电流(lP )时，反激式变换器30的输出电压 VouT为正常调整电压。峰值电流的限定值在反激式变换器30进入工作模式之前预先设 定。在恒定输出电流的工作模式，当输出电流要超过想要的恒定输出电流时，反激式变换
器30的输出电压VouT将从正常工作时的调整电压降低为零。为了保持louT恒定，振荡器
42的开关频率(fosc)最好与电压(V0UT + VD)成比例减小，同时维持初级绕组39的峰 值电流(Ip )恒定。但是由于峰值电流(Ip )的不一致性，开关频率(fosc)最好与峰值电 流(Ip )成反比例变化，从而维持输出电流(lOUT)恒定。
图9显示初级绕组39的电感值(Lp)如何被动态的测量使得尽管初级电感(Lp)发 生变化，开关频率(fosc)也随着变化从而维持输出电流(l0UT)恒定。图9中所描述的与 下面各种公式相关。此外，下面将介绍一种产生与初级绕组39电感值(Lp)变化成反比变
化的开关频率(fosc)的方法。其中，TcHARGE表示"充电时间"，TDISCH表示"放电时间"。
产生开关频率(fosc)的最终方法由公式11表述。图9中的部分波形图为控制IC38 中振荡器42的理想时序图。斜坡电压通过电流源对计时电容充放电得到。振荡器42中为 振荡器计时电容Cosc充电的电流为
刚 …
如图5，其中的Na为辅助绕组41的匝数，Ns为次级绕组40的匝数，RFB1和RFB2 分别为反馈电阻68和69的电阻值，Rosc为振荡器42中集成的电阻，此电阻用于产生 偏置电流losc， VFB为反馈端FB其打线焊盘66的辅助反馈信号52的电压值。电压V^
由两种工作情况得到(a)当主功率开关管44关断并且次级绕组40中的电流大于零时， 由端电压(VAux)67得到，其值等于(VouT'Na/NS)'[RFB2/(RFw+RFB2)],(b)当主功率开关
管44导通时，控制IC38控制电压VFB，使其值近似为零。在此实现电路中，如图9所 示，所选取的振荡器计时电容的放电电流为充电电流的三倍。在其它的实现电路中可以采 用其它的比例。注意在图7中放电电流源93为充电电流源92的四倍，因此得到3: 1的 比例。振荡器频率(fosc)由以下公式表述
<formula>formula see original document page 14</formula> (5)
其中Vco (Vco表示计时电容Cvco的电压)是由另一个计时电容Cvco和充电电流lFB 得到。当主功率开关管44导通，反馈端FB其打线焊盘66的辅助反馈信号52的电压被
控制IC 38拉低到近似为零。此外，如图8所示， 41两端的电压为负值，其值为
<formula>formula see original document page 14</formula>因此，振荡器42的输出频率可由公式(4)
当主功率开关管44导通时，辅助绕组
(6) (7) (8)
(5)和(8)得出，其公式如(9):
<formula>formula see original document page 14</formula>
初级电感的伏秒可表示为
<formula>formula see original document page 14</formula> (10)
得到振荡器42产生的开关频率的最终表达式为
<formula>formula see original document page 14</formula> (11)
<formula>formula see original document page 14</formula> (12)
其中K为设计中的常数。
公式(12)说明振荡器42产生的开关频率(fosc)与电压(VouT+Vo)成正比，与初级 绕组39的电感值.(Lp)成反比。将公式(12)带入公式(3)得到 lOUT = !<formula>formula see original document page 14</formula>(13)
公式(13)说明反激式变换器的输出电流与初级绕组39的电感值(Lp)无关。因此， 所介绍的自适应控制开关频率fosc的方法使fosc与Lp成反比，有效的产生恒定的输出电 流，其电流值不随初级电感值的变化而改变。
公式(13)还说明反激式变换器30精确的输出电流(l0UT)可以通过精确的设定初级 电感的峰值电流实现。 一般情况，变换器的峰值电流(Ip)并没有精确的设定。例如，现有 技术中的转换器25的峰值电流(lp)使用固定的参考电压设定。如图2A所示(现有技术)， 固定的参考电压由带隙基准电压经外接的电阻分压得到。电流感应电阻(Rcs) 14感应流
过初级电感的电流，将其转变成电压信号。当此电压达到参考电压，将触发电流限制比较 器，此比较器将PWM逻辑复位，并关闭主丌关12。这种设定最大初级电感电流的传统方 法本身具有缺点。
图10为控制IC 38中自适应电流限制器43的控制环路48的工作和时序波形，其中 Ibase表示"NPN三极管37的基极电流"，Tstart表示"电感电流开始斜坡上升的时间"， "Hl隨2表示"电感电流达到设定的峰值电流即ILIM/2的时间"。Nchon信号57为导通或关 断内部MOSFET的栅驱动信号，此内部MQSFET与主功率开关管44功能相同。开关信 号54 (波形lsw)为从外接的NPN三极管37的发射结流过控制IC38其SW端打线焊盘 99到达内部集成的主MOSFET开关44漏端的电流。电压波形Vsw为SW端打线焊盘99 此点的电压。TD1为Nchon信号57产生后到流过SW端打线焊盘99的电流lsw实际上开 始斜坡上升之间的延迟时间。此延迟时间(TD1 )为打开外接NPN三极管37 (也就是图 10中NPN37)的开关延迟时间。流过SW端打线焊盘99的电流(lsw)由两部分电流组 成(a)流过初级电感39的实际电流(lLP)，此电流流过外接NPN三极管37的集电极 和(b)NPN三极管37的基极电流。基极电流为失调电流，其使得开关信号54的电流(lsw) 从非零的值开始，如图10所示，在延迟时间(TD1 )结束时，电流(lsw)有一个阶越的上 升。除了NPN三极管37的基极电流外，还有其它的因素也会使流过初级电感39的电流 (lLP)与流过SW端打线焊盘99的电流不同，例如与主开关44漏端相关的寄生效应和传 输延迟。
当振荡器42通过辅助反馈信号52探测到电感电流(lLP) 50开始斜坡上升时，振荡 器42产生反馈信号(Tramp) 51。而流过初级电感39的电感电流(1^) 50停止上升的 时间，在图10中用"FIRSTTIME"注释。当反馈信号51产生，P沟道FET将导通，使得第 一个固定的电流源(h)在第一个计时电容C1上积累电荷。第一个计时电容C1上电荷 的斜坡积累速度为dVc1/dt = l/C1 。振荡器42还输出Trampd信号，其为反馈信号51的 延迟信号。在第一个延迟(TD1)结束后产生的第二个延迟时间(TD2)结束时，振荡器42 产生Trampd信号。当Trampd信号产生时，第二个P沟道FET将导通，使得第二个固定 的电流源(l2)在第二个计时电容C2上积累电荷。在图6中自适应电流限制器43的具体 实现电路中，第二个计时电容C2的值为第一个计时电容C1的一半。在另一个可替代的实 现方法中，第二个计时电容C2的值和第一个计时电容C1的值相同，第二个固定电流源 (l2)产生的电流为第一个电流源(h)产生的电流的两倍。这两种实现办法中，第二个计 时电容C2上的电荷积累的速度精确为第一个计时电容C1上的电荷积累的速度的两倍。
如图10所示，当延迟信号trampd产生后，电荷开始在第二个计时电容C2上积累，经 过基极电流补偿的斜坡信号(lSWCOMP)开始上升，此斜坡信号跟踪流过SW端打线焊盘99 的开关信号54。开关信号54电流中的基极电流引起的误差部分已经从补偿的斜坡信号
(IswcoMP)中被去处。因此，补偿的斜坡信号(lswcoMP)反映实际流过初级电感39禾BNPN 三极管37集电极的电流(lLP)。
在图6的自适应电流限制器43的具体电路中，补偿的斜坡信号通过使用耦合电容耦合 SW端打线焊盘99的开关信号54来消除直流失调部分。在延迟信号TpAMPD产生之前，耦 合电容上的电荷通过一个开关保持为零。当补偿的斜坡信号(lSWC0MP)达到预先设定的初
级绕组39其峰值电流的一半时，对第二个计时电容C2的充电暂停，电容C2的电压保 持。在具体的实现电路中，Iswcomp达到^luM的时间是通过比较相应端的电压(VSWC0MP 和1/2VUM)来确定。电容C2上保持的电压作为参考电压，用于确定补偿的斜坡信号 (Iswcomp)达到流过初级绕组39所限制的峰值电流的精确时间。
第一个计时电容C1 一直充电直到第一个电容C1上的电压达到第二个计时电容C2上 所保持的参考电压。计时信号55 (也叫做电荷交叉信号Tcx)在当第一个计时电容C1上 的电荷(VC1)达到第二个计时电容C2上的电荷(VC2)时产生。当计时信号55产生时， 初级电感电流(li_P)达到限制的峰值限制电流(lUM)，这是因为第一个计时电容C1的充 电速度为第二个计时电容C2的一半。因此，产生计时信号55的时间就是达到所限制的峰 值限制电流(Ilim)的目标时间。
然后，反馈信号51的下降沿与计时信号55的上升沿相比较，反馈信号51的下降沿 出现的时间为初级电感39的电流停止上升的时间，在此时间初级电感电流(lLP)到达其峰 值，并且辅助绕组两端电压(VAUX)迅速升高。
如图6所示，PWM逻辑电路45使用自适应电流限制器43产生的脉宽信号58产生 Nchon信号57。因此，Nchon信号57的脉冲宽度由自适应电流限制器43中的脉宽发生 器49控制。脉宽信号58通过使用延迟锁定环结构的控制环路48将反馈信号51的下降 沿与计时信号55的上升沿相比较。DLL类型的控制环路48包含一个鉴相器，其在反馈信 号51的下降沿提前于计时信号55所要求的上升沿到来时，产生down脉冲，扩展反馈信 号下降沿，从而增加信号Nchon信号57的占空比。通过延迟Nchon信号57的下降沿来 增加其占空比，从而在下个开关周期增加流过初级电感39的峰值电流(lp)。同理，当反 馈信号51的下降沿滞后于计时信号55所要求的上升沿到来时，控制环路48中的鉴相器 输出up脉冲，up脉冲通过提前反馈信号的下降沿，从而减小信号Nchon信号57的占空 比。通过提前信号Nchon信号57的下降沿来降低占空比，从而在下个开关周期减小流过 初级电感39的峰值电流(lp)。因此控制环路48维持初级电感39的峰值电流(lp)为预
先设定的峰值限制电流llJM 。
如图10所示，第二个延迟时间(TD2)即反馈信号51和延迟信号trampd之间的延迟，只
要第二个延迟时间小于补偿的斜坡信号(lSWCOMP)达到y2luM所需要的时间，其长短并不影 响补偿的斜坡信号(Iswcomp)达到预先设定的初级绕组39的峰值限制电流(lUM)的一半 的时间。这是事实，因为第二个计时电容C2上的电压(VC2)决定第一个计时电容C1上的 电荷达到第二个计时电容C2上的参考电压(VC2)的时间，此时间与补偿的斜坡信号到达 1/2IUM的精确时间相对应。
自适应电流限制器43中的控制环路48调整计时信号55，使得计时信号55的上升 沿和反馈信号51的下降沿同时到来时，初级电感39的峰值电流等于预先设定的峰值限制 电流。控制环路48使峰值电流(lp)与预先设定的峰值限制电流相一致，并且很大程度上 不受输入线电压、温度、工艺的变化，元件的容差变化和PCB布板的不一致的影响。
可用另一种方法进一步阐述，内部集成的主MOSFET开关44在T1时间内导通，其时 间为补偿的斜坡信号(Iswcomp)到达1/21困的时间加上一段宽度可变化的时间(TWIDTH)。 此宽度可变化的时间为Nchon信号57的脉宽变化的时间。主功率开关管44在振荡器42
产生的振荡频率(f0SC)的每个周期到来时导通，在(T1 +丁湖0化)结束时关断，其中TwiDTH 由控制环路48调整，结果总的斜坡上升时间等于希望的斜坡上升时间，从而维持输出电 流恒定。
图11为控制IC38中的自适应电流限制器43更详细的说明图。自适应电流限制器43 包括比较电路47，控制环路48和脉宽发生器49。脉宽发生器49包含单触发脉冲产生 器100，其在Nchon信号57产生适当的脉冲宽度时产生一个脉冲。控制环路48包含一 个鉴相器101， 一个电荷泵102和环路滤波器103。控制环路48与延迟锁相环(DLL) 相似，并使反馈信号51与计时信号55同步。鉴相器101包括两个D-fljp-flops (D触发 器)104和105和NAND (与非门)106。电荷泵102包括两个开关107、 108，以及两 个电流源109、 110。环路滤波器103包括一个电阻111和一个电容112，时间误差信号 59经过其滤波产生电压信号VFIUER 。脉宽发生器49中的单触发脉冲产生器100在当补 偿的斜坡信号(Iswcomp)达到参考电流1/2Ilim时重置，当单触发计时器113计时结束时， 被清零。单触发脉冲在一个时间段结束后产生，此时间段与时间误差信号59经过滤波产 生的电压信号V^ter成反比，与反馈信号51下降沿到计时信号55上升沿之间的时间差 成正比。
自适应电流限制器43还包含第一个计吋电容(C1) 114，第二个计时电容(C2)115， 三个计时偏置电流源116-118，第一个比较器119，第二个比较器120,两个P沟道FET (场效应晶体管)121-122， 一个N沟道FET123， 一个电容124和一个感应电阻(RsENSE) 125。第一个计时电容(C1) 114的值为第二个计时电容(C2) 115值的两倍。
当初级绕组39的电流(lLP)开始上升并且反馈信号51已产生时，P沟道FET121关 断，计时偏置电流源117开始对第一个计时电容(C1) 114充电。因此，如图10，第一 个计时电容C1上的电荷(VC1)开始斜坡上升。在第二个延迟时间(TD2)结束后，延迟 信号丁rampd产生，P沟道FET122关断，从而计时偏置电流源118开始对第二个计时电 容115充电。第二个计时电容115上电压的上升斜率为第一个计时电容114的两倍，因为 第二个计时电容115的电容值为第一个计时电容114的一半。
当延迟信号丁rampd产生时，N沟道FET123关断，基极电流补偿的斜坡信号(lswcowp) 输入到第一个比较器119的正向输入端，此补偿的斜坡信号通过电容124去除开关信号 54电流(lsw)中的由外接NPN三极管37基极电流引起的直流失调电流而产生。然后，
第一个比较器119将斜坡电压信号(VswcoMP)和^Vum信号进行比较，其中Vswcomp相
对应补偿的斜坡信号(Iswcomp) ， 1/2VUM信号由计时偏置电流源116和电阻126产生， 其值与参考电流y2luM相对应。在其它的实现电路中，采用具有可感应电流的FET的电流比
较器代替第一个电压比较器119，可直接将补偿的斜坡信号(lSWC0MP)和参考电流Y2luM进 行比较。当补偿的斜坡信号(ISWC0MP)达到参考电流1/21^，第一个比较器119产生翻转信
号，此信号关断P沟道FET127，因此关断计时偏置电流源118。当计时偏置电流源118 关断时，第二个计时电容115上的电荷(Vc2)保持不变。而第一个计时电容114上的电 荷(Vd)以第二个计时电容115—半的充电速率上升。第二个比较器120将第一个计时电 容114上持续增加的电荷和第二个计时电容115上保持的电荷(VC2)进行比较。当持续上 升的电荷(VC1)达到第二个计时电容115上保持的电荷(VC2)，目标时间达到，第二个
比较器120产生计时信号55。鉴相器101将计时信号55的上升沿作为初级电感39的电 流(Ilp)等于预先设定的流过初级电感39的峰值限制电流的时间。
图11的具体实现电路中，第一个和第二个计时电容114-115的相对值用于产生计时信 号55其正确的时序。其它的电路结构也可以使用从而得到正确时序。例如，可以使用同 样大小的电容，同时第一个计时偏置电流源117产生的电流为第二个计时偏置电流源118 产生的电流的一半。或者在计时电容和电流源都相同时，第二个比较器120在持续上升的 电压(VC1)为保持的电压(VC2)的两倍时，才产生计时信号55。
在图11的具体实现电路中，由控制环路48产生的经过滤波的电压信号VnLTER，作为
时间误差信号59，用来反映反馈信号51的下降沿与计时信号55的上升沿之间的时差。
当被补偿的斜坡信号ISWC0MP上升到预先设定的固定的参考电流值1/2IUM的时候，电路产生
计时信号55的上升沿。在另一种具体实现电路中，经过滤波后的电压信号V^ter用于调 整由计时偏置电流源116和电阻126产生的基准电流1/2luM。这样，第二个计时电容115 上的电压将会和第一个计时电容114上的电压同时达到基准电压。在这样一种具体实现电 路中，当反馈信号51的下降沿提前于计时信号55的上升沿到来时，参考电流值1/2luM将 会增大，从而表示需要增大初级电感的峰值电流(Ip);相应地，当反馈信号51的下降沿 滞后于计时信号55的上升沿到来时，参考电流值将会减小，从而表示需要减小初级电感 的峰值电流(Ip)。
在另一种具体实现电路中，振荡器42的开关频率(fosc)将根据时间误差信号59来调 整，从而使反激式变换器30产生恒定的输出电流louT。如公式(5)所示，对于给定的振
荡器计时电容Cosc，可通过调整振荡器的充电电流l。sc来调整其开关频率。而l。sc的值可以
通过改变芯片内部振荡器中的电阻Rosc来进行调整。上述公式(3)表明Iout与振薪器42 的开关频率(fosc)成比例。因此，根据时间误差信号59来调整开关频率(fosc)，从而在初 级电感的峰值电流(lp)变化的情况下，维持输出电流lojT的恒定，其中时间误差信号59是 根据目标时间与反馈信号51的下降沿之间的延迟来产生。在公式(3)中，可注意到，输出
电流IOUT与初级电感39的峰值电流(lp)的平方成比例，因此，为了维持输出电流(lojT)的恒 定，开关频率(fosc)必须与峰值电流(lp)的平方成反比地进行调整。
在更具体的实现电路中，为了维持输出电流(louT)的恒定，PWM误差放大器76根据 时间误差信号59自适应性地调整其输出范围，而时间误差信号59是根据目标时间与反馈 信号51下降沿之间的延迟来产生。当反激式变换器30工作于正常的恒压模式时，PWM 误差放大器76的输出信号77的电压值与输出电流(louT)成比例。此外，在恒压模式下， 主功率开关管44的导通时间，其由图8中的时间信号TRAMP表示，是由电流感应放大器 85的输出电压和PWM误差放大器76的输出信号77共同来控制。当输出电流增加时， PWM误差放大器76的输出信号77的电压值也相应增加，从而维持输出电压的恒定。
通常，主功率开关管44在每个时钟周期到来时导通，并且电流感应放大器85的输出
电压信号将随着初级电感电流(lLP)成比例的斜坡上升，而初级电感电流(^p)的斜坡上升速率
为dl/dt=VP/LP，其中Vp为初级电感两端的电压。当电流感应放大器85的输出电压信号达 到PWM误差放大器76的输出信号77时，主功率开关管44关断。因此通过钳位误差比
较器81输出的调整信号86,从而将初级电感的峰值电流(lp)限制在某个最大值；通过调整 调整信号86的钳位电压，从而对所限制的峰值电流(lp)进行控制。由控制环路48产生的 时间误差信号59将自适应地调整钳位电压，从而维持输出电流(louT)恒定。在这种实现电 路中，无论反激式变换器30调节输出得到恒定的电压还是恒定的电流，主功率开关管关 断的时间，始终都是由电流感应放大器85输出的电压信号达到PWM误差放大器76的输 出信号77的时间来决定的。当反激式变换器30工作于恒压模式的稳态条件下时，输出信 号77的电压将会在低于钳位电压的JH常范围内，而在恒流模式下，输出信号77的电压被 钳位在最大值来限制峰值电流(lp).在恒流模式下，控制环路48将自适应地调整钳位电压值 从而控制Tramp的时间，来维持输出电流(lcxjT)恒定。
为了更好的阐述，本发明使用一些具体的实现电路来进行描述，但是本发明并不仅限 于所提到的实现方法。例如，其他的具体实现电路可以使用自适应的初级电感补偿，而不 是采用自适应初级电感峰值电流限制。而且，对于图5中外接的高压NPN三级管37采用 射级开关的结构，其他的具体实现电路可以通过控制IC内部集成的高压功率开关，直接对 初级绕组39进行驱动。另外，为了进一步提高功率处理能力以及反激式变换器30的开关 频率，可以使用一个MOSFET代替三级管作为外部开关。
图12为PWM控制器IC 128的另一个可替代的实现电路。此控制器IC 128不包含内 部主MOSFET开关、用于电流感应的小比例的MOSFET以及耦合到电流感应MOSFET上 的电流感应电阻，也就是不包括图6中的主功率开关管44、内部MOSFET 83和电阻84。 在这种实现电路中，其栅极驱动电路46的电流驱动能力对于大尺寸的MOSFET能更好的 控制。
图13为使用图12中的控制器IC 128的反激式变换器30的另一个可替代的实现电路。 此反激式变换器30的实现电路包含一个外部MOSFET 129和一个电流感应电阻130。
图14为采用控制器IC 38其集成电路封装131的反激式变换器30。此控制器IC 38 仅使用辅助反馈信号52作为反馈信号来控制反激式变换器的输出电流以及输出电压，因 此其集成电路封装只具有四个端口。封装的端口数的增加会使芯片成本相应提高。因此， 与封装端口多于四个的控制器IC相比，采用以集成电路封装131来封装的控制器IC38成 本更低。集成电路封装131只有四个端口 一个开关端口 132，一个反馈端口 133，一个电 源端口 134和一个地端口 135。在图14的具体实现电路中，开关端口 132通过结合线 136与SW端打线焊盘99相连。开关信号54由开关端口 132接收并通过结合线136传 输到SW端打线焊盘99。当封装的形式不同时，开关端口 132的形式也不同。对于方形平 面封装，开关端口 132是一个引脚；对于基板栅格阵列(LGA)，开关端口 132是一个连接 盘；对于针型栅格阵列(GPA)，开关端口 132是一个针型管脚；对于双列直插式封装(DIP) 或单列直插式封装，开关端口 132是一个管脚。当集成电路的封装131采用球形栅格阵列 封装方式并且控制IC38采用倒装焊的方式进行封装时，开关端口 132并不是通过结合线 连接到SW端打线焊盘99上。在采用球形栅格阵列作为封装方案时，在SW端打线焊盘 99处有个缓冲垫，开关端口 132由一个引线球连接到缓冲垫。在不同的封装实现方式中， 反馈端口 133，电源端口 134和地端口 135同样可以是球形栅格阵列的一个连接球，方形 平面封装的一个引脚，或者是基板栅格阵列(LGA)的一个连接盘，或者是针型栅格阵列 (GPA)的一个针型管脚，或者是双列直插式封装(DIP)或单列直插式封装的一个管脚。在反
馈端FB其打线焊盘66通过结合线137连接到反馈端口 133的实施方案中，控制IC 38 通过反馈端口 133接收到一个可以反映次级绕组40输出电压(VouT)的信号。辅助反馈信 号52由反馈端口 133接收并通过结合线137传输到焊盘FB。
虽然上述的PWM逻辑电路45采用脉冲宽度调制产生Nchon信号57和电感开关控制 信号56，但是可以使用变频脉冲调制代替恒定频率的PWM。在这种实现电路中，芯片使 用频率变化的脉冲调制(PFM)的方式来产生Nchon信号57和电感开关控制信号56。
因而，各种改善，调整以及上述实现方法其特点的综合都归属于此发明的范围之内。
权利要求
1、一种电路装置，其特征在于，它包括一个初级线圈；一个NPN三极管，该NPN三极管分别由集电极，基极以及发射极构成，其中集电极的电流由集电极来接收，基极电流由基极接收，发射极的电流通过发射极发射出去，并且集电极的电流来自初级线圈；一个耦合电容，分别由一个上极板和下极板构成，其中所述NPN三极管的发射极耦合到上极板；一个比较器，其中的一个输入端耦合到下极板上，其中集电极电流与下极板的电压成正比关系。
2、 根据权利要求l所述的电路装置，其特征在于，其中初级线圈是一个不需要次级 反馈控制电路的反激变换器的 一部分。
3、 根据权利要求l中的电路装置，其特征在于，该电路装置不含光耦元件。
4、 根据权利要求3中的电路装置，其特征在于，其中的NPN三极管为作初级线圈的开关。
5、 根据权利要求l中的电路装置，其特征在于，其中的NPN三极管的发射极耦合到 一个M0SFET管上。
6、 根据权利要求l中的电路装置，其特征在于，它进一步包括一个开关，它耦合到耦合电容的下极板，该开关将下极板的电压一直保持在地电平， 直到某种控制信号发生作用。
7、 根据权利要求l中的电路装置，其特征在于，其中的比较器具有另一个输入端， 该输入端与一个基准电压相连。
8、 根据权利要求7中的电路装置，其特征在于，所述另一个输入端是耦合到一个电 流源与一个电阻上，所述基准电压由所述电流源与所述电阻来产生。
9、 根据权利要求l中的电路装置，其特征在于，其中通过初级线圈的电流会达到一 个峰值，并且下极板上的电压用来控制峰值电流的大小。
10、 一个控制方法，其特征在于，它包括接收一个NPN三极管的集电极电流，此集电极电流来自初级线圈，此集电极电流由NPN三极管的集电极接收，并通过所述NPN三极管的发射极发射出去； 电容的上极板由发射极的电流来进行充电；电容的下极板的电压会发生变化，并且此电容的下极板上的电压和集电极电流成正比的 变化。
11、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中电容下极板的电压是一个经 过补偿过的斜坡电压信号。
12、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中基极电流通过所述NPN三极 管的基极来接收，并且电容的下极板上的电压的幅度并不依赖于所述NPN三极管的基极电流 的大小。
13、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中的下极板耦合到一个开关上，它进一步包括下极板的电压将一直保持在地电平，直到某种控制信号发生作用。
14、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中流过初极线圈的电流会达到 一个峰值，它进一步包括使用下极板的电压来控制其峰值电流的大小。
15、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中初级线圈是一个不需要次级反馈控制电路的反激变换器的一部分。
16、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中下极板电压的变化不依靠光 耦元件。
17、 根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，其中的NPN三极管被用作初级线 圈的开关。
18、 一种电路装置，其特征在于，它包括 一个初级线圈；一个NPN三极管，该NPN三级管分别由集电极，基极以及发射极构成,其中集电极电流由 集电极来接收，基极电流由基极接收，发射极电流通过发射极发射出去，并且集电极电流来 自初极线圈，而且具有一定的幅度；并且集电极电流幅值的大小通过一个控制电路得到，该控制电路利用发射极电流减去基极电 流进行控制。
19、 根据权利要求18所述的电路装置，其特征在于，其中实现发射极电流减去基极电 流进行控制的控制电路包括一个具有上、下极板的耦合电容，其中上极板耦合到发射极，下 极板耦合到一个开关上，并且下极板上具有一定的电压，该电压一直保持到某个控制信号作 用时到地。
20、 根据权利要求18所述的电路装置，其特征在于，其中控制电路包括一个具有上、 下极板的耦合电容，其中上极板耦合到发射极，并且下极板上将具有一定的电压，所述电压 用于控制通过初级线圈的峰值电流的大小。
21、 根据权利要求18所述的电路装置，其特征在于，电路装置是一个无需光耦的反激转换器。
22、 根据权利要求18所述的电路装置，其特征在于，它进一步包括-一个次级线圈，所述次级线圈是在电路装置的次级侧，并且所述的初级线圈是在初级侧， 这种电路装置在次级侧不包含任何控制电路。
全文摘要
本发明公开了一种应用于功率变换器实现其三极管基极电流补偿的电路装置及控制方法。一个比较电路和一个控制环路用于维持流过反激式变换器其电感的峰值电流。一个电感开关控制信号控制一个电感电流流经的电感开关。电感电流在斜坡上升时间内以一定的速率增加并在斜坡上升时间结束时停止增加。如果电感电流以一定的斜坡上升速率持续增加，比较电路将产生一个计时信号，其反映电感电流达到预先设定的限制电流的目标时间。控制环路接收这个计时信号，并将停止斜坡上升的时间与目标时间进行比较。当目标时间滞后于停止斜坡上升的时间，电感开关控制信号的脉冲宽度将会增加。通过调节频率和脉冲的宽度从而控制了电感的峰值电流。
文档编号G05F1/10GK101350565SQ200810093358
公开日2009年1月21日 申请日期2008年4月18日 优先权日2007年4月23日
发明者迈特·格镶, 陶志波, 黄树良, 龚大伟 申请人:技领半导体(上海)有限公司;技领半导体国际股份有限公司