一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构的制作方法

本发明涉及图像传感器设计及应用技术领域，更具体地，涉及一种适用于cmos图像传感器的低噪声高psrr基准电压源的电路结构。

背景技术：

cmos图像传感器(cis)芯片在近年来不断得到发展，已逐渐取代ccd并广泛应用于各类便携式成像电子设备、安防监控设备和车载电子等。对于高性能需求和低功耗与小尺寸的设计目的，芯片中的噪声与抗干扰性成为设计者最关心的问题之一。

在cis芯片系统中的诸多电路模块，都需要相应的参考电压和偏置电流来保证工况的稳定正常。由于实际使用中，外部电源存在很多噪声，不能直接应用到系统内部作为基准电压使用。因此，一般都需要设计一个专用的基准电压源，来为内部各个功能电路模块(例如adc，dac，ts，cp等)提供不同的参考电压与偏置电流，保证系统正常工作。并且，这些电压与电流要具有稳定，低噪声，抗干扰强即较高的psrr(电源抑制比)等特性；同时，这种基准电压源输出的电压应具有低温度系数并且可以实现修调。在实际应用中，这种电压源多为由bjt来产生ptat(与温度成正比)电流，通过电流镜像和电阻与另一个具有负温度系数电压来产生一个与温度变化近似无关的输出电压。

请参考图1，图1是一种常规一阶带隙基准电压源的结构示意图。如图1所示，常规结构一般的工作原理为，通过使一个电阻r1正负端压差为两个pn结电压相减，进而产生与温度成正比的ptat电流，然后通过电流镜像到另一条输出支路。在该支路上，ptat电流流过一个电阻r2，产生ptat电压，再与一个pn结电压产生的与温度成反比的ctat电压叠加，最终输出与温度近似无关的电压。然而，在输出支路中，一方面电阻阻值随温度会有一定变化，同时也会产生一定的热噪声；另一方面，在实际电路中，一般将pnp型的bjt基极和集电极连接作为pn结使用，使得该器件一般尺寸较大，并且在输出支路只用来提供一个负温度特性电压。

正如前文所述，对于产品使用更高的性能需求下，芯片内部的各个参考电压电流信号需要更高的可靠性，即低的噪声以及高的抗干扰能力。噪声以及psrr特性逐渐成为影响产品成像质量的主导因素，易受干扰的基准源最直接的影响就是给最终成像带来各种条纹或者一些随机噪声。

因此，为了改善这一问题，提出一种在不影响其他性能参数情况下，实现低噪声与高psrr特性的基准电源电路，可作为cis芯片内部的专用电压源来提供各个参考电压与电流。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术存在的上述缺陷，提供一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构，其至少含有一种改进的输出支路电路和ptat电流产生支路。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

本发明提供了一种输出支路，包括由相连的两个nmos管nmc1和nmc2构成的一柱状结构，所述柱状结构用于替代输出支路的电阻；其中，所述nmos管nmc1的栅极和漏极相接，用于流经ptat电流；所述nmos管nmc2的栅极接nmos管nmc1的栅极，源极接一bjt器件q3的发射极，漏极接nmos管nmc1的源极；所述bjt器件q3的基极和集电极相接，并接电源负极，所述bjt器件q3用于产生ctat电压；所述nmos管nmc1的源极与nmos管nmc2的漏极共同接输出电压。

本发明还提供了一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构，包含上述的输出支路，以及ptat电流产生支路，所述ptat电流产生支路包括：

两个mos管m1和m2，所述mos管m1和m2的栅极相接，所述mos管m1和m2的源极均接电源正极；

一误差放大器，其输出端接所述mos管m1和m2的栅极，正向输入端与所述mos管m1的漏极接于节点x，负向输入端与所述mos管m2的漏极接于节点y；

一电阻r1，其第一端接节点x；

两个bjt器件q1和q2，所述bjt器件q1和q2的基极和集电极均相接，并接电源负极，所述bjt器件q1的发射极接所述电阻r1的第二端，所述bjt器件q2的发射极接节点y；

所述输出支路的所述nmos管nmc1的栅极和漏极通过与一pmos管pmv的漏极相接，以导入ptat电流；所述pmos管pmv的源极接电源正极，栅极接所述误差放大器的输出端；

其中，通过将所述ptat电流产生支路的bjt器件q2的发射极与所述输出支路的nmos管nmc2的源极直接相接，以替代所述bjt器件q3，实现所述bjt器件q2在所述输出支路和所述ptat电流产生支路中的复用。

进一步地，还包括一启动电路，所述启动电路接于所述mos管m1的漏极与节点x之间。

本发明还提供了一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构，包含上述的输出支路，以及ptat电流产生支路，所述ptat电流产生支路包括：

两个pmos管pmv1和pmv2，所述pmos管pmv1和pmv2的栅极相接，所述pmos管pmv1和pmv2的源极均接电源正极；

两个nmos管nmv1和nmv2，所述nmos管nmv1和nmv2的栅极相接，所述nmos管nmv1的漏极与所述pmos管pmv1的栅极及漏极相接，所述nmos管nmv2的栅极及漏极与所述pmos管pmv2的漏极相接；

一电阻r1，其第一端通过节点x接所述nmos管nmv1的源极；

两个bjt器件q1和q2，所述bjt器件q1和q2的基极和集电极均相接，并接电源负极，所述bjt器件q1的发射极接所述电阻r1的第二端，所述bjt器件q2的发射极通过节点y接所述nmos管nmv2的源极；

所述输出支路的所述nmos管nmc1的栅极和漏极通过与一pmos管pmv的漏极相接，以导入ptat电流；所述pmos管pmv的源极接电源正极，栅极接所述pmos管pmv2的栅极；

其中，通过将所述ptat电流产生支路的bjt器件q2的发射极与所述输出支路的nmos管nmc2的源极直接相接，以替代所述bjt器件q3，实现所述bjt器件q2在所述输出支路和所述ptat电流产生支路中的复用。

进一步地，还包括一启动电路，所述启动电路接于所述pmos管pmv1的漏极与所述nmos管nmv1的漏极之间。

本发明还提供了一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构，包含上述的输出支路，以及ptat电流产生支路，所述ptat电流产生支路包括：

四个pmos管pm3至pm6，所述pmos管pm3和pm5的栅极相接，所述pmos管pm3和pm5的源极均接电源正极，所述pmos管pm3的漏极接所述pmos管pm4的源极，所述pmos管pm3的栅极同时接所述pmos管pm4的漏极，所述pmos管pm4和pm6的栅极相接，所述pmos管pm5的漏极接所述pmos管pm6的源极；

两个电阻r3和r4，所述电阻r3的第一端接所述pmos管pm4的漏极，所述电阻r4的第一端接所述pmos管pm6的漏极；

四个nmos管nm5至nm8，所述nmos管nm5的漏极与所述电阻r3的第二端及所述pmos管pm4的栅极相接，栅极与所述nmos管nm7的栅极及所述电阻r4的第一端相接，源极与所述nmos管nm6的漏极相接；所述nmos管nm6的源极与节点x相接，栅极与所述nmos管nm8的栅极相接；所述nmos管nm7的漏极与所述电阻r4的第二端及所述nmos管nm8的栅极相接，源极与所述nmos管nm8的漏极相接；所述nmos管nm8的源极与节点y相接；

一电阻r1，其第一端通过节点x接所述nmos管nm6的源极；

两个bjt器件q1和q2，所述bjt器件q1和q2的基极和集电极均相接，并接电源负极，所述bjt器件q1的发射极接所述电阻r1的第二端，所述bjt器件q2的发射极通过节点y接所述nmos管nm8的源极；

所述输出支路还包括：

四个pmos管pm7、pm8、pm10和pm11，所述pmos管pm7的源极接电源正极，栅极接所述pmos管pm5的栅极；所述pmos管pm8的源极接所述pmos管pm7的漏极，栅极接所述pmos管pm6的栅极；所述pmos管pm10的源极接电源正极，栅极接所述pmos管pm7的栅极，漏极接所述pmos管pm11的源极；所述pmos管pm11的栅极接所述pmos管pm8的栅极，漏极作为偏置电流输出；所述nmos管nmc1的栅极和漏极与所述pmos管pm8的漏极相接，以导入ptat电流；

其中，通过将所述ptat电流产生支路的bjt器件q2的发射极与所述输出支路的nmos管nmc2的源极直接相接，以替代所述bjt器件q3，实现所述bjt器件q2在所述输出支路和所述ptat电流产生支路中的复用。

进一步地，还包括一启动电路，所述启动电路包括：

一pmos管pm2和三个nmos管nm1、nm2和nm4；其中，

所述pmos管pm2的源极接电源正极，栅极和漏极同时接所述nmos管nm1、nm2的漏极和所述nmos管nm4的栅极；所述nmos管nm1的栅极接输出电压，所述nmos管nm2的栅极与漏极相接，所述nmos管nm1、nm2和nm4的源极共同接电源负极；所述nmos管nm4的漏极与所述nmos管nm5的漏极和所述电阻r3的第二端相接。

进一步地，还包括一使能信号产生电路，所述使能信号产生电路通过两个串联的反向器inv1和inv2，分别输出使能信号enl和使能信号enh；其中，

所述启动电路还设有一pmos管pm1和一nmos管nm3，所述pmos管pm1的源极接电源正极，栅极接所述使能信号enl，漏极接所述pmos管pm2的源极；所述nmos管nm3的漏极接所述pmos管pm2的漏极，栅极接所述使能信号enl，源极接电源负极；

所述ptat电流产生支路还设有一pmos管pm9，所述pmos管pm9的源极接电源正极，栅极接所述使能信号enh，漏极接所述pmos管pm3的栅极。

进一步地，还包括多个使能控制开关和与其一一对应的多个nmos管；其中，各所述使能控制开关的第一端接所述pmos管pm8的漏极，第二端接对应的nmos管的栅极，各所述nmos管的漏极接所述nmos管nmc2的漏极，各所述nmos管的源极接所述nmos管nmc2的源极。

进一步地，所述使能控制开关包括使能控制开关sel2、sel1和sel0，所述nmos管包括nmos管nmc3、nmc4和nmc5。

本发明基于双阱cmos工艺下的常规一阶带隙基准源的结构，采用电流镜对节点x和节点y进行钳位，去掉了常规电路中产生ptat电压使用的电阻，同时减少一个bjt的使用。从而使得本发明具有以下优点：

(1)输出支路采用了由两个nmos管nmc1和nmc2构成的柱状结构，不使用电阻，在版图布局中不再需要考虑该电阻与bjt串联电阻的匹配性，也消除了电阻由于温度变化带来的对温度系数的影响。

(2)输出支路中的bjt与ptat电流产生支路中的bjt复用，不仅节省了一些面积，也降低了输出点对地的小信号阻抗，提高了psrr特性。

(3)ptat电流产生支路中使用电流镜钳位而非误差放大器，省去了偏置电路，同时消除了由于误差放大器带来的1/f噪声和其他一些被放大的噪声源，同时输出电压trim方式不会改变电路总功耗，因此对于ptat电流产生支路工作节点更稳定。

附图说明

图1是一种常规一阶带隙基准电压源的结构示意图。

图2是一种常规带隙基准输出支路的结构示意图。

图3是本发明一较佳实施例的一种用于改进电路的输出支路的结构示意图。

图4是本发明一较佳实施例一的一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构示意图。

图5是本发明一较佳实施例二的一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构示意图。

图6是本发明一较佳实施例三的一种适用于图像传感器的基准电压源电路原理图。

图中，pm1～pm11，m1和m2为普通pmos管；nm1～nm8，nmc1～nmc5为普通nmos管；r1～r4为电阻，bjt器件q1～q3为pnp三极管；inv1～inv2为反向器；sel0～sel2为常规的np管对传输门；以上除了nmc1，nmc2源衬相接外，其余pmos管衬底均接电源正极，nmos管衬底均接地(电源负极)。

具体实施方式

本发明所要解决的技术问题主要在于提出一种应用于双阱cmos工艺下cis芯片中的基准电压源电路，目的在于进一步提高芯片系统内部参考电压的噪声与psrr特性，尽可能降低或消除在成像系统中，由于参考电压电流引入的噪声。

本发明基于常规一阶带隙基准电压源的结构进行改进。常规结构一般的工作原理为，通过使一个电阻r1正负端压差为两个pn结电压相减，进而产生与温度成正比的ptat电流；然后通过电流镜像到另一条输出支路，在该支路上，ptat电流流过一个电阻r2，产生ptat电压，再与一个pn结电压产生的与温度成反比的ctat电压叠加，最终输出与温度近似无关的电压，如图1所示。然而，在输出支路中，一方面电阻阻值随温度会有一定变化，同时也会产生一定的热噪声；另一方面，在实际电路中，一般将pnp型的bjt基极和集电极连接作为pn结使用，使得该器件一般尺寸较大，并且在输出支路只用来提供一个负温度特性电压。因此，本发明针对以上两个方面进行改进，首先采用nmos管柱状结构替换输出支路电阻r2，同时去掉输出支路的bjt(q3)，由产生ptat电流的支路中bjt其中一个(q2)复用，以此达到提供负温电压的目的。

下面结合附图和具体的实施方案，对本发明进行进一步地详细描述和原理分析。

本发明主要基于双阱cmos工艺下常规带隙基准电压源结构上，对输出支路进行改进优化。如图1所示为一般结构的基准电压源，在诸多书籍和文献中都对此基础结构有相关说明，这里不再对其工作原理进行过多赘述，直接给出输出电压vout的一阶表达式为：

其中，vout为输出电压，veb,q3为bjt器件q3发射极电压，r1，r2为对应电阻r1，r2阻值，vt为热电压，n为bjt器件q1与q2数量比值。上述表达式中，实际上是使用一负温和正温特性电压叠加，来产生近似零温度系数的输出电压。

如图2所示，在输出支路中，只需要由pmos管pmv镜像ptat(与温度成正比)电流，便可以通过电阻r2产生ptat电压差再与bjt器件q3产生的ctat(与温度成反比)电压叠加，对应上述的一阶表达式。在cis产品设计中，噪声，psrr，温度特性以及面积是设计的关键点，输出支路中即使将pmv用共源共栅电流镜替换，来一定程度上提高psrr，输出电压也会含有mos管和电阻带来的噪声。如果不增加大量滤波电容，这种瞬态噪声一般在毫伏级左右。另一方面，输出支路的电阻由于器件特性本身阻值会随温度偏移，这样就限制了输出电压的温度系数进一步降低。

因此，本发明采用图3所示的一种输出支路结构。该输出支路包括由相连的两个nmos管nmc1和nmc2构成的一个柱状结构；该柱状结构用于替代输出支路原有的电阻r2(请参考图1或图2)。其中，nmos管nmc1的栅极和漏极相接，用于流经ptat电流；nmos管nmc2的栅极接nmos管nmc1的栅极，源极接一个bjt器件q3的发射极，漏极接nmos管nmc1的源极；bjt器件q3的基极和集电极相接，并接电源负极vss，bjt器件q3用于产生ctat电压；nmos管nmc1的源极与nmos管nmc2的漏极共同接输出电压vout。

在上述输出支路结构中，nmos管nmc1与nmc2连接形成的柱状结构替代了图2中的电阻r2。这里流经nmos管nmc1和nmc2的电流依然为前文提到的ptat电流，且产生方式相同。而nmos管nmc1和nmc2的源极均与衬底相接(vss)。如图3中标注，nmos管nmc1栅源电压差为vgs1，nmos管nmc2栅源电压差为vgs2，因此很容易得到nmos管nmc2的漏源电压vds2：

vds2＝vgs2-vgs1

由nmos器件特性可知，在饱和区栅源电压vgs为：

其中，id为漏电流，μ为载流子迁移率，cox为单位栅极等效电容，w/l为器件宽长比，vth为nmos器件开启阈值。

这里考虑到体效应，nmos阈值电压表达式可为：

其中，vth0为一常数，γ为体效应系数，φf为功函数，vsb为源衬电压差。

由上述表达式可以进一步得到nmc2漏源电压为：

(δvth＝vth2-vth1)

上述表达式中，w1,l1,vth1和w2,l2,vth2分别为nmos管nmc1和nmc2的宽长与阈值电压；同时由图3可得vsb1＝vsb2＝0v，vsb1，vsb2为nmos管nmc1，nmc2源衬电压。所以得到阈值电压差值δvth＝0v。

由vout＝vds2+veb3，veb3为q3发射极电压，得到vout表达式为：

分析上面得到的表达式，veb3很明显为一个ctat电压；在该表达式第二项中，由器件特性知μ近似与t^-1.5成比例关系，同时id为ptat电流，其余参数均可看作常数。因此，第二项其实是与温度成正比的ptat电压。经过合理设置电路中器件参数，输出电压vout可在所关心温度范围(-40～125℃)达到最小温度系数输出。

对于上述vout表达式中，负温电压veb3使用图1中bjt器件q2的发射极电压替代，即bjt器件q2同时在ptat电流产生支路与输出支路起作用。因此经过调整后的电路结构可如图4所示，其中的ptat电流产生支路可包括：两个mos管m1和m2，一个误差放大器ea，一个电阻r1，两个bjt器件q1和q2。

mos管m1和m2的栅极相接，mos管m1和m2的源极均接电源正极vdd。误差放大器ea的输出端接mos管m1和m2的栅极，误差放大器ea的正向输入端与mos管m1的漏极接于节点x，误差放大器ea的负向输入端与mos管m2的漏极接于节点y。电阻r1第一端接节点x。bjt器件q1和q2的基极和集电极均相接，并接电源负极vss，bjt器件q1的发射极接电阻r1的第二端，bjt器件q2的发射极接节点y。

输出支路采用图3中的输出支路，其中，通过将ptat电流产生支路的bjt器件q2的发射极与输出支路的nmos管nmc2的源极直接相接，以替代图3中的bjt器件q3，实现bjt器件q2在输出支路和ptat电流产生支路中的复用。nmos管nmc1的栅极和漏极通过与一个pmos管pmv的漏极相接，以导入ptat电流。pmos管pmv的源极接电源正极，栅极接误差放大器的输出端。

此外，还可包括一个启动电路(start-upcircuit)，启动电路接于mos管m1的漏极与节点x之间。

采用图4的电路结构不会影响对于x点和y点进行钳位，ptat电流值与图1中的结构计算方式相同，根据前文给出的vout表达式，经过调整后为：

通过调整电阻r1和nmos管nmc1，nmc2尺寸，就可以得到最小温漂系数的输出电压。

从图4中还可以看出，原来通过bjt器件q2的电流，除了iptat外还有输出支路流入的电流niptat，其中n取决于pmos管pmv镜像倍数。由bjt器件q2的电流电压关系可知：

上式中veb2为bjt器件q2发射极电压，vt为热电压，iq2为流经bjt器件q2电流，is是与bjt器件q2发射极面积成正比关系的电流，可看作常数。其等效阻抗rq2近似为：

因此，当流过bjt器件q2的电流越大时，bjt器件q2发射极对地阻抗反而变小。

为了使本发明的电路结构进一步减少噪声源，可去掉图4中误差放大器ea，换用如图5所示的结构。图5中的一种适用于图像传感器的基准电压源电路结构，包含图4中的输出支路，以及一个改进的ptat电流产生支路。其中，ptat电流产生支路包括：两个pmos管pmv1和pmv2，两个nmos管nmv1和nmv2，一个电阻r1，两个bjt器件q1和q2。

pmos管pmv1和pmv2的栅极相接，pmos管pmv1和pmv2的源极均接电源正极vdd。nmos管nmv1和nmv2的栅极相接，nmos管nmv1的漏极与pmos管pmv1的栅极及漏极相接，nmos管nmv2的栅极及漏极与pmos管pmv2的漏极相接。电阻r1的第一端通过节点x接nmos管nmv1的源极。bjt器件q1和q2的基极和集电极均相接，并接电源负极vss，bjt器件q1的发射极接电阻r1的第二端，bjt器件q2的发射极通过节点y接nmos管nmv2的源极。其他结构同图4。

图5采用了pmos管pmv1～pmv2，nmos管nmv1～nmv2组成的自偏置形式的电流镜，来对x点和y点进行钳位。由于诸多书籍对其有详细介绍，这里对相关原理也不再阐述。原图4的误差放大器ea本身带有一定噪声，同时还会将输入端的一些电流噪声放大，最终反应到输出。不仅如此，误差放大器的使用需要设置偏置电路，或在内部或在外部，用以提供工作偏置点，也就增加了部分功耗；同时放大器的使用引入了负反馈，也就带来了稳定性问题。

基于以上的相关改进和增添部分，图6给出了本发明所提出的适用于图像传感器的基准电压源电路的原理图。本电路由普通的n型与p型mos管，pnp型bjt，电阻以及基本的反相器组成。由于前面对相关改进点已作详细阐述，这里对电路进行简要说明。

ptat电流产生支路中，pmos管pm3和pm5的栅极相接，pmos管pm3和pm5的源极均接电源正极vdd，pmos管pm3的漏极接pmos管pm4的源极，pmos管pm3的栅极同时接pmos管pm4的漏极，pmos管pm4和pm6的栅极相接，pmos管pm5的漏极接pmos管pm6的源极。电阻r3的第一端接pmos管pm4的漏极，电阻r4的第一端接pmos管pm6的漏极。nmos管nm5的漏极与电阻r3的第二端及pmos管pm4的栅极相接，栅极与nmos管nm7的栅极及电阻r4的第一端相接，源极与nmos管nm6的漏极相接；nmos管nm6的源极与节点x相接，栅极与nmos管nm8的栅极相接；nmos管nm7的漏极与电阻r4的第二端及nmos管nm8的栅极相接，源极与nmos管nm8的漏极相接；nmos管nm8的源极与节点y相接。电阻r1第一端通过节点x接nmos管nm6的源极。bjt器件q1和q2的基极和集电极均相接，并接电源负极vss，bjt器件q1的发射极接电阻r1的第二端，bjt器件q2的发射极通过节点y接nmos管nm8的源极。pmos管pm9的源极接电源正极vdd，栅极接使能信号enh，漏极接pmos管pm3的栅极。

输出支路中，pmos管pm7的源极接电源正极vdd，栅极接pmos管pm5的栅极；pmos管pm8的源极接pmos管pm7的漏极，栅极接pmos管pm6的栅极；pmos管pm10的源极接电源正极vdd，栅极接pmos管pm7的栅极，漏极接pmos管pm11的源极；pmos管pm11的栅极接pmos管pm8的栅极，漏极作为偏置电流输出ibias；nmos管nmc1的栅极和漏极与pmos管pm8的漏极相接，以导入ptat电流。其中，通过将ptat电流产生支路的bjt器件q2的发射极与输出支路的nmos管nmc2的源极直接相接，以替代bjt器件q3，实现bjt器件q2在输出支路和ptat电流产生支路中的复用。

使能信号产生电路通过两个串联的反向器inv1和inv2，分别输出使能信号enl和使能信号enh。

启动电路中，pmos管pm1的源极接电源正极vdd，栅极接使能信号enl，漏极接pmos管pm2的源极；pmos管pm2的栅极和漏极同时接nmos管nm1、nm2、nm3的漏极和nmos管nm4的栅极；nmos管nm1的栅极接输出电压vout，nmos管nm2的栅极与漏极相接，nmos管nm1、nm2、nm3和nm4的源极共同接电源负极vss；nmos管nm4的漏极与nmos管nm5的漏极和电阻r3的第二端相接。nmos管nm3的栅极接使能信号enl。

各使能控制开关sel2、sel1和sel0的第一端接pmos管pm8的漏极，第二端接对应的nmos管nmc3、nmc4和nmc5的栅极，各nmos管nmc3、nmc4和nmc5的漏极接nmos管nmc2的漏极，各nmos管nmc3、nmc4和nmc5的源极接nmos管nmc2的源极。

控制电路如果接收到使能信号en有效，即为高电位时电路开始工作。电路中通过ptat电流产生支路通过镜像流经nmos管nmc1和nmc2所在输出支路，通过nmos器件特性由nmos管nmc1和nmc2以柱状连接使nmos管nmc2的漏源电压差为正温ptat电压，同时由于nmos管nmc2源极接bjt器件q2，由bjt器件q2提供了一负温电压ctat电压，合理调整器件参数得到输出电压vout为一近似零温系数的基准电压。

上述电路中给出了常见的开启电路，即由pmos管pm1，pm2，nmos管nm1～nm4所构成的部分。设置启动电路目的是为了摆脱自偏置的零工作电位，当电路正常工作后该电路不再起作用。启动电路不固定，也可以采用其它多种方式。

上述电路中的自偏置电流镜采用了cascode结构(共源共栅结构)，目的是增大输出阻抗，同时提高钳位精度。电阻r3和r4相同尺寸，版图中应作好匹配。电路中nmos管nmc3～nmc5作为trimmos管用来调整输出电压值，相应的控制开关为sel2，sel1，sel0。当某一个或者几个开关导通时，即与nmos管nmc2并联，相当于降低了流过nmos管nmc2的电流，减少了vgs2，由前文推导的表达式可知输出电压将减小。trimmos管的位数和尺寸可以根据应用需求来合理设置，图6的原理图只是示例。由于输出支路电流只由pmos管pm7和pm8决定，因此trim电压不会影响输出支路电流变化，也就不会影响bjt器件q2流过的电流，电路中x点与y点电位不会受到影响。因此，对于图6中的电路可得到输出电压：

上式中leff和weff分别为nmos管nmc2有效尺寸参数，其它参数如前文所述。

在电路中输出vout对电源等效小信号阻抗rvdd与对地等效小信号阻抗rvss分别为：

rvdd≈gpm7ro7ro8+1/gnmc1

上式中，gpm7,gnmc1,gnm8分别pmos管pm7，nmos管nmc1，nm8跨导；ro7,ro8分别为pmos管pm7，pm8体电阻；req_q2,ro_nmc2分别为bjt器件q2等效阻抗和nmos管nmc2等效阻抗。

一般来说rvdd远大于rvss，电路psrr可近似看作与rvss阻抗成反比，即rvss越小psrr相对越大。对比图1的结构，图1在输出支路中输出点对地等效小信号阻抗rvss为：

rvss≈r2+req_q3

即使bjt器件q2和q3尺寸相同，由于bjt器件q2流过比bjt器件q3更大的电流，由上述rq2推导和结论不难看出req_q3＞req_q2,同时ro_nmc2可以做到比电阻r2更小阻抗，因此图6结构中vout对地等效阻抗是明显低于图1所示结构，经过对电路的仿真验证psrr特性较图1的结构有明显提高。同时电路中的自偏置mos管和输出支路的mos管，可以将其宽长乘积做大，降低1/f噪声。

电路中pmos管pm10和pm11作为输出偏置电流，提供给其它功能电路，可以通过调整管子尺寸来设置想要的电流大小。

电路中需要注意的是，nmos管nmc2宽长比较小，而nmos管nmc1宽长比较大，从而输出支路电流如果过大，nmos管nmc2可能会工作在线性区，电流太小则nmos管nmc1会工作在亚阈值区，因此对于这两个管子尺寸应合理设置。

以上所述的仅为本发明的优选实施例，所述实施例并非用以限制本发明的专利保护范围，因此凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。