电压调节器电路和其方法与流程

本发明的领域涉及电压调节器电路和其方法。具体地说，在一些例子中，本发明的领域涉及具有快速瞬变响应的超低功率互补金属氧化物半导体(complementarymetaloxidesemiconductor；cmos)低压降(lowdrop-out；ldo)电压调节器电路。

背景技术：

现代的集成电路(integratedcircuit；ic)装置内的电源电路通常地需要典型地从变化的输入电压产生不变、稳定的输出电压。举例来说，在汽车应用中，可能需要电源电路从来自电池的输入电压产生经调节的7v输出电压，所述输入电压包括比方说14v到最低2.5v的标称电池电压的电压电平范围。因此，提供经调节的供电电压到电路的低压降电压调节器电路和功能已变得常用。

关于ldo电压调节器电路，go2是所述工艺的nmos或pmos装置，其具有显著更厚的栅极氧化物。这些装置可能因此耐受高电压，具有超低漏电。它通常是一个大型装置，使用它的数字单元最大可以比标准单元大十倍(即，使用采用常规栅极厚度的go1装置)。

电压调节器电路现在通常被使用在‘物联网’(internetofthings；iot)装置中。电压调节器电路同样通常在‘已连接装置’中使用，其是用于描述借助类似zigbee^tm、bluetooth^tm的射频(radiofrequency；rf)通信协议或任何其它无线电协议连接到网络的装置的术语。已连接装置通常由电池供电，其取决于所述已连接装置的电流消耗具有有限寿命。因此，电流消耗越低，装置寿命越长，并且这导致了ldo供电电压的使用。

这些已连接装置花费大部分时间等待外部触发的事件(例如：(比方说，一天一次)将其数据发送到网络的温度传感器，或者(比方说，一段时间一次)将其数据发送到连接的灯泡的已连接开关，或具有将其数据发送到报警中心的遥控器的家庭报警系统)。这些是一部分iot使用情况主要需要‘几乎始终关闭’状态，其通常被称作深断电(deeppowerdown；dpd)模式。

因此，在dpd模式时的电流消耗主要地确定电池寿命。因此，有必要最小化在这一模式中确保某些状态保持仍需要的的电路和功能块电流消耗，其通常地被称为‘常开’电路和功能块。

取决于工艺节点，并不总是可以从非常低泄漏的数字库(通常使用go2装置)中受益，因此必须使用基于go1的数字单元。当使用其标称电压供电(例如，在40nm工艺中为1.1v)时，已知它们比iot标准允许‘泄漏’多得多的电流。当数字设计代表相对大量的单元，例如大到足以影响由于单元的漏电引起的总电流消耗时，尤其是这种情况。彻底地减小这一漏电的一种方式是将电源电压减小到最小值，在此电压下保持可能变得不稳定。

适当地控制这些始终接通数字单元的电源电压的唯一方式是使用‘始终接通’ldo，其自身必须消耗电流预算的极小部分。尽管微弱地偏置，但这种ldo必须稳固地维持其经调节的输出接近调节目标，以免危及它们供电的电路和功能块，而与负载电流转变无关。

图1示出对从线145到线140的不同负载电流增加的常规ldo输出响应100。ldo输出响应100示出相对于时间120的目标输出电压110和电流负载(currentload；iload)115。所属领域的技术人员已知ldo的反应时间δt与其调节带宽成反比。当偏置电流非常低时，反应时间非常高。因此，如图1中所示，负载电流的任何突然增加(例如，从145到140)将使得输出电压降低(从130到135)直到电压调节器中的反馈回路将其抵消且恢复ldo电压到目标电压125。

基本上提供常规ldo的输出处的电压降δv的方程如下：

iload*δt＝cload*δv，[1]

其中：

iload标识平均负载电流；

δt标识ldo的反应时间；以及

cload标识ldo的去耦电容值。

当使用过小的偏置电流时，ldo的带宽变得太小以至于δt变得非常高。因此，任何突然iload增加至少暂时地变成ldo输出处的未经补偿压降。此外，数字设计并不需要其电源为恒定电流，并且因此可能存在与数字活动有关的突然电流峰值。本领域技术人员可以容易地理解，将不能以这种变化的负载电流很好地调节常规的微弱地偏置的ldo的输出。需要经改良的电压调节器电路和响应于负载电流的快速改变调节电压的方法。

枉xiqu等人所著，且2015年出版于iet电路、装置与系统的标题为‘具有先进的自适应偏置电路的超低功率快速瞬变无输出电容器低压降调节器(ultralow-powerfast-transientoutput-capacitor-lesslow-dropoutregulatorwithadvancedadaptivebiasingcircuit)’的公开案中，作者提出的没计集中于对电流减小快速反应的能力。基本上，作者提出使用输出电流信息，而不是经调节的输出自身。这一公开案并未考虑快速电流增加的任何效应或对其提出任何解决方案。本发明的发明人已认识到且了解，这一公开案同样并不考虑纯零负载电流到高负载电流的瞬变。

在puiyingor和kanangleung所著，且于2010年2月在ieee固态电路杂志第45卷第2号中出版的标题为‘具有直接电压尖峰检测的无输出电容器低压降调节器(anoutput-capacitor-lesslow-dropoutregulatorwithdirectvoltage-spikedetection)’的公开案中，作者提出的设计包括在电压尖峰出现在ldo输出处时ldo的动态补偿。特别地，这一设计与特定ldo布局(即pmos输出级)紧密地相关。所述设计的动态补偿特定地且仅仅在尖峰事件之后的固定时间出现，且具有几十μa范围内的静态电流。

枉yat-heilam等人所著，于2006年出版于ieee的标题为‘具有直流电反馈的自适应偏置的无电容器cmos低压降调节器(adaptively-biasedcapacitor-lesscmoslowdropoutregulatorwithdirectcurrentfeedback)’的公开案中，作者提出的设计为线性输出负载电流自适应偏置方案。特别地，它对于超低功率设计是不合适的，因为需要大量需求电流的电路系统，尤其是设计需要负载电流。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种低压降ldo电压调节器电路，包括：

高增益放大器，其被配置成接收电流偏置信号，且被布置成调节电压供应信号并输出经调节电压供应信号；

所述ldo电压调节器电路特征在于：

调节调整电路，其可操作地耦接到所述高增益放大器的输出，且包括被配置成比较所述输出的经调节电压供应信号与阈值的比较器，其中所述比较器的输出被配置成执行以下中的一个：

(iii)响应于经调节电压供应信号电压下降到第一阈值以下，将动态电流升压供应到所述ldo电流偏置信号；

(iv)响应于所述经调节电压供应信号电压超过第二阈值，激活动态电流下拉电路来减小所述ldo电压调节器电路的过电压输出。

在一个或多个实施例中，所述调节调整电路包括可操作地耦接到所述高增益放大器的输出的监视回路电路，且其中所述比较器包括被配置成比较所述输出的经调节电压供应信号与监视阈值参考电压的监视比较器，且响应于所述经调节电压供应信号电压下降到低于所述监视阈值参考电压，所述监视比较器的输出供应动态电流升压到所述ldo电流偏置信号。

在一个或多个实施例中，所述监视比较器被配置成供应所述动态电流升压到所述ldo电流偏置信号，直到所述输出的经调节电压供应信号已经转变成高于所述监视阈值参考电压。

在一个或多个实施例中，所述调节调整电路包括可操作地耦接到所述高增益放大器的输出的过电压保护ovp回路电路，且其中所述比较器包括被配置成比较所述经调节电压供应信号与ovp阈值参考电压的ovp比较器，且响应于所述经调节电压供应信号电压超过所述ovp阈值参考电压，所述ovp比较器的输出激活所述动态电流下拉电路来减小所述ldo电压调节器电路的过电压输出。

在一个或多个实施例中，所述ovp比较器通过在ldo输出级上供应附加流失电流来激活动态电流下拉电路。

在一个或多个实施例中，所述ldo电压调节器电路进一步包括至少一个可编程控制器，所述可编程控制器被配置成产生以下各项中的至少一个：所述监视阈值参考电压且将所述监视阈值参考电压施加到所述监视比较器，所述ovp阈值参考电压且将所述ovp阈值参考电压施加到所述ovp比较器。

在一个或多个实施例中，所述高增益放大器是运算跨导放大器(ota)。

在一个或多个实施例中，所述ota的输出被耦接到晶体管镜像电路，使得所述晶体管镜像电路被配置成接收所述动态电流升压。

在一个或多个实施例中，所述晶体管镜像电路是被配置成独立于ota偏置电流接收所述动态电流升压的级联晶体管镜像电路。

在一个或多个实施例中，所述ldo电压调节器电路进一步包括在所述比较器的输出与整合节点之间的电容耦合件，借此增加经调节输出电压并减小所述ldo电压调节器电路对负载电流增加的灵敏度。

根据本发明的第二方面，提供一种调节低压降ldo电压调节器电路中的电压供应信号的方法，所述方法包括：

接收电压供应信号；

使用被配置成接收电流偏置信号的高增益放大器放大所述电压供应信号；以及

输出经调节电压信号；

所述方法特征在于：

通过比较器比较所述输出的经调节电压供应信号与阈值；

检测经调节电压供应信号电压是否下降到低于所述阈值，且响应于此，供应动态电流升压到所述ldo电流偏置信号；或

检测所述经调节电压供应信号电压是否超过第二阈值，且响应于此，激活动态电流下拉电路来减小所述ldo电压调节器电路的过电压输出。

在一个或多个实施例中，比较所述输出的经调节电压供应信号与阈值包括通过监视比较器比较所述输出的经调节电压供应信号与监视参考阈值电压；检测所述经调节电压供应信号电压是否下降到低于所述监视阈值参考电压；以及响应于此，使用所述监视比较器的输出供应动态电流升压到所述ldo电流偏置信号。

在一个或多个实施例中，比较所述输出的经调节电压供应信号与阈值包括通过过电压保护ovp比较器比较所述输出的经调节电压供应信号与ovp参考阈值电压；检测所述经调节电压供应信号电压是否超过所述ovp阈值参考电压；以及响应于此，激活动态电流下拉电路来减小所述ldo电压调节器电路的过电压输出。

本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。

附图说明

将参考图式仅借助于例子描述本发明的另外的细节、方面和实施例。在附图中，相似附图标号用于识别相似或功能上类似的元件。为简单和清晰起见，示出图中的元件，并且这些元件未必按比例绘制。

图1示出对于负载电流的快速增加的常规ldo输出响应。

图2根据本发明的例子示出ldo布局的第一例子。

图3根据本发明的例子示出ldo布局的第二例子。

图4根据本发明的例子示出响应于负载电流增加，图2或图3的ldo电路的ldo输出电压的图形行为例子。

图5根据本发明的例子示出，举例来说，当负载电流突然减小时，预防ldo输出电压(vout)转变超出过高的输出电压的第一动态机制的第一流程图。

图6示出响应于负载电流减小，图2或图3的ldo电路的过电压保护操作，对比常规的ldo过电压保护操作的比较的图形行为例子。

图7根据本发明的例子示出，举例来说当负载电流突然减小时，预防ldo输出电压(vout)转变超出过高的输出电压的第二动态机制的第二流程图。

具体实施方式

现将根据适合用于具有快速瞬变响应的超低功率cmosldo中，例如供与iot电路一起使用的ldo布局来描述本发明。本发明的例子提出调节调整电路的使用，所述调节调整电路可操作地耦接到ldo的高增益放大器的输出，且被配置成动态地对经调节输出在所要经调节电压范围之外的任何转变做出反应。调节调整电路以存在于ldo的主要反馈回路外部的一个或多个附加反馈回路的形式起作用。本发明的一些例子提出监视回路作为调节调整电路，其被配置成检测何时输出电压变得过低，且响应于此升压ldo偏置，直到电压已经变得足够高。有利的是，定位于主要反馈回路外部的监视回路能够补偿ldo归因于极小偏置电流的非常慢速响应。

本发明的一些例子提出过电压保护回路作为调节调整电路，其被配置成检测何时输出电压变得过高，且响应于此激活电流下拉电路，直到经调节电压已经回到所要电平或范围。有利的是，定位于主要反馈回路外部的过电压保护回路同样能够补偿ldo归因于极小偏置电流的非常慢速响应。基本上，监视回路和/或过电压保护回路(如此被构造在主要反馈回路外部)并不因此干扰主要反馈回路，且从而并不影响其稳定参数。

此外，本发明的例子同样提供防止输出电压增加到高于技术限制的电路系统。如此，本发明的例子特别适用于先进的低功率cmos电路，目前约为40nm。

本发明的例子描述低压降，ldo，电压调节器电路，其被布置成接收电压供应信号，和输出经调节电压信号。电压调节器电路包括：高增益放大器，例如ota，其被配置成接收电流偏置信号和被布置成调节电压供应信号和输出经调节电压供应信号。调节调整电路可操作地耦接到高增益放大器的输出，且包括被配置成比较输出的经调节电压供应信号与阈值的比较器，其中比较器的输出被配置成执行以下中的一个：

(i)响应于经调节电压供应信号电压下降到低于阈值，提供动态电流升压到ldo电流偏置信号；

(ii)响应于经调节电压供应信号电压超过阈值，激活动态电流下拉电路以减小ldo电压调节器电路的过电压输出。

在一些例子中，调节调整电路可包括可操作地耦接到高增益放大器的输出的监视回路电路，且包括监视比较器，其被配置成比较输出的经调节电压供应信号与监视阈值参考电压(wd_ref)，且响应于经调节电压供应信号电压下降到低于监视阈值参考电压(wd_ref)，监视比较器的输出供应动态电流升压到ldo电流偏置信号。

在一些例子中，调节调整电路可包括过电压保护，ovp，回路电路，其可操作地耦接到高增益放大器的输出，且其中比较器包括ovp比较器，其被配置成比较经调节电压供应信号与ovp阈值参考电压(ovp_ref)，且响应于经调节电压供应信号电压超过ovp阈值参考电压(ovp_ref)，ovp比较器的输出激活动态电流下拉电路来减小ldo电压调节器电路的过电压输出。

此外，因为本发明所示出的实施例可以在很大程度上使用本领域技术人员已知的电子组件和电路来实施，所以将不以比下文所示出的被视为必要的程度更大的任何程度来解释细节，以供理解和了解本发明的基本概念且以免模糊或分散本发明的教示。

现参考图2，根据本发明的例子，示出ldo布局200的第一例子。示出的ldo布局200适用于多种多样的电路电压和电流，从na到μa或甚至ma值。然而，对于μa或甚至ma值的较高电流应用，使用在主要反馈回路之外的例如监视回路和/或ovp回路附加控制环路的优势减小。在这种较高电流应用中，偏置电流本身足够大以能够确保较大ldo带宽，以对负载电流的快速瞬变作出响应。此处，快速瞬变响应可以在模拟/数字集成电路(integratedcircuit；ic)中使用适中集成的电容解耦(比方说约为＜10nf)解决。从而，可以设想本发明的ldo例子最高程度的与超低功率消耗应用相容，其中相对慢速ldo的快速瞬变是尤其难以解决的。超低功率设计的类别通常从几na到几十na偏置电流变动，其中每个支路的静态电流可具有与使用的装置的漏电相同的数量级。这种超低功率设计需要非常地确定每个晶体管大小、谨慎的块体连接等等。

图2的ldo布局200包括非常高增益放大器205，其在一些例子中可以是运算跨导放大器(operationaltransconductanceamplifier；ota)。一些已知ldo电路使用ota作为非常高增益放大器以通过应用固定偏置来在调节期间实现低残余静态错误。固定偏置是使用ota开关升压偏置电流220和开关流失电流225实现。尽管已知ldo电路的ota具有高增益，但其不能够传递任何电流到负载而彻底地不影响其特征(静态错误、增益等)。因此，需要输出级215(或电力级)来与外部电路系统连接和向负载(未示出)提供电流。

通过固定电流源209传递高增益放大器205所需要的最小静态电流。当经调节的输出电压高于监视阈值参考电压(wd_ref)237时，这一静态电流足以保证具有慢速响应的稳定调节方案。当ldo200过载时，归因于负载电流减小，监视回路230被接通，且由电流源220传递较大的附加(升压)偏置电流到高增益放大器205。

本发明的例子包括监视回路230，其包括比较输出电压与参考电压237以便提供动态补偿的监视回路比较器235。在本发明的例子中，监视回路230被配置成检测何时输出电压变得过低，并且，响应于此，监视回路比较器235产生动态升压电流212，其被布置成升压ldo偏置直到经调节的输出电压已经变得足够高。

因此，根据本发明的例子，使用监视回路230采用自适应偏置方案。在一些例子中，并且特别地，激活监视回路230仅在电压低于监视阈值的周期期间触发，其可以由参考电压237设定。

上述动态电压调节方法与传统ldo电压调节不同，传统ldo电压调节使用自适应偏置将调节方案转换为电流变化，主要用于保持ldo稳定，而与负载无关。常规的ldo电压调节并不确保回路在输出电流突然增长时将快速做出反应。此外，当负载电流突然减小时，常规的ldo(即被微弱地偏置，没有在本发明的例子中提出的附加电路系统)将使vout增加到不受控值，该不受控值可以高达vbat，因此损坏被vout供电的电路系统。

相比之下，本发明的例子提出动态地使偏置适应负载要求，但值得注意的是在主要反馈回路之外，这确保输出电压控制。此外，调节方案的自适应偏置在电压域中实现。以此方式，且有利的是，监视回路230可以非常微弱地偏置，这是因为，在示出的例子中，监视回路230包括开放回路比较器235，并且本质上不位于模拟反馈回路中。

此外，在本发明的一些例子中，还包括过电压保护(overvoltageprotection；ovp)回路240，来提供过电压保护。ovp回路240包括ovp回路比较器245，其比较输出电流与参考电流247以便对偏置电压的任何变化提供动态补偿，且在主要反馈回路之外动态地使得偏置适应负载要求。

在一些例子中，ldo电压调节器电路可包括可编程控制器290，例如可配置成产生并动态地调节一个或多个阈值，例如以下各项中的至少一个：监视阈值参考电压(wd_ref)237，和ovp阈值参考电压(ovp_ref)247。以此方式，ldo电压调节器电路受益于完全可编程，例如通过可编程控制器290使用这些阈值电压中的一个或多个的微调。

举例来说，可以使用具有参考输入和与使用的电路和应用的需求相容的时间响应的任何种类的比较器实施比较器235、245。尽管根据使用一个或多个比较器235、245来确定何时超出阈值(或测得的电压下降到低于阈值)来描述本发明的例子，但可以设想在其它例子中，所述一个或多个比较器235、245可能不必需要参考输入237、247，例如，可以替代地采用简单的cmos反相器。然而，在这一更简单的电路配置中，熟练的业内人士应理解这是弹性较低的设计，因为它不可能改变比较阈值。另外，可以设想，可以根据ldo的设计风格或要求使用任何类型的开关偏置方案，例如用于开关升压偏置和/或开关升压流失。

现参考图3，根据本发明的例子，示出ldo布局300的第二例子。在这个例子中，ldo布局300包括运算跨导放大器(ota)305，其是在反馈回路中使用的非常高增益放大器，来在调节中实现低残余静态错误。固定偏置可以使用ota开关升压偏置电流220和开关流失电流325实现。

本发明的例子包括监视回路230，其包括比较输出电压与参考电压237以便提供动态补偿的监视回路比较器235。在本发明的例子中，监视回路230被配置成检测何时输出电压变得过低，且响应于此增强ldo偏置，直到电压已经变得足够高。因此，根据本发明的例子，使用监视回路230采用自适应偏置方案。在一些例子中，并且特别地，激活监视回路230仅在电压低于监视阈值的周期期间触发，其可以由参考电压237设定。

上述动态电压调节方法与传统ldo电压调节不同，传统ldo电压调节使用自适应偏置将调节方案转换为电流变化，主要用于保持ldo稳定，而与负载无关。常规的ldo电压调节并不确保回路在输出电流突然增长时将快速做出反应。此外，当负载电流突然减小时，常规的ldo(即被微弱地偏置，没有在本发明的例子中提出的附加电路系统)将增加vout到不受控值，其可以高达vbat，因此损坏被vout供电的电路系统。

相比之下，本发明的例子提出动态地使偏置适应负载要求，但特别地在主要反馈回路之外，其确保快速响应。此外，调节方案的自适应偏置在电压域中实现。以此方式，且有利的是，监视回路130可以非常微弱地偏置，这是因为，在示出的例子中，监视回路130包括开放回路比较器235，并且基本上不位于模拟反馈回路中。

尽管根据图2或图3的电路配置描述本发明的例子，但可以设想动态补偿作用于ota内部偏置的方式可以取决于相应的ota布局，且因此可以对于每个ota布局都不同。无关于电路实施细节，本文中提出的动态补偿概念将始终以经调节的输出的快速电压增加(或减小)为目标。尽管所描述的布局是折叠级联ota架构，但可以设想，在其它例子中，如果连同级联电流源使用的话，简单有源负载也可能同等地做出反应。此外，可以设想在其它例子中，如果回路增益需要更大，那么ota305也可以是n级ota。ldo布局300的第二例子包括电流镜像电路360，其被配置成转换ota305的差分输入电压成节点a327上的单端输出电压。在这个实施方案中，使用n型晶体管示出电流镜像电路360。然而，在其它例子中，可以设想，如果所描述的实施方案的全部晶体管类型被倒置，那么电流镜像电路360可以使用p型晶体管实施。

ldo包括去耦电容器207。在一些例子中，可以采用补偿电容器210锚点。在这些例子中，可能需要补偿电容器(compensationcapacitor；capcomp)210来执行动态补偿。因此，在一些例子中，补偿电流342瞬时地在级联晶体管电路344中流动，其等于：

icompensation(342)＝capcomp*vout/δt[2]

以此方式，补偿电流342对于指定过程是固定的。随后通过设计固定主极节点“a”327处的电流增加率，并避免可能导致不期望的行为的任何过度补偿。

此外，在本发明的一些例子中，还包括过电压保护(ovp)回路240，来提供过电压保护。ovp回路240包括ovp回路比较器245，其比较输出电流与参考电流247以便对偏置电压的任何变化提供动态补偿，且在主要反馈回路之外动态地使得偏置适应负载要求。

另外，可以设想，可以根据ldo的设计风格或要求使用任何类型的开关偏置方案，例如用于开关升压偏置和/或开关升压流失。

现参考图4，根据本发明的例子示出响应于负载电流增加416，图2或图3的ldo电路的ldo输出电压的图形行为例子400。示例图形行为400包括如图1中所示的已知ldo电路的典型图形响应100。

示例图形行为400说明相对于时间420的ldo输出电压410以及相对于时间的负载电流(iload)415两者。在这个示出的例子中，最初ldo输出电压(vout)410在目标输出电压425上，ldo调节到小的iload418。在时间t0422处，因为在ldo输出处需要一些附加电流，负载电流(iload)415突然增加416到更高负载电流445。响应于此，ldo输出电压(vout)410开始减小430。随后，在时间t1424处，ldo输出电压(vout)410已经横穿到低于监视参考阈值电压(wd_ref)412。此时，监视比较器触发，且由例如图2的监视回路230等监视回路提供动态补偿。因此，ldo在432处进入升压操作模式。响应于升压模式的动态激活，ldo输出电压(vout)410快速增加。输出级栅极偏置同样快速增加，使得当时升压模式停止时，压降速率将变慢。归因于任何相关联的缓冲器电路或组件的切换时间，这需要时间δt来执行。

在时间t2426处，ldo输出电压(vout)410越过监视参考阈值电压(wd_ref)412以上434，且升压模式停止。随后，利用调节目标405，ldo电压更快地返回到其正常调节操作模式。

在这个例子中，归功于识别何时越过阈值电压且响应于此触发升压操作模式的监视回路所提供的动态补偿，内部ldo偏置能够耐受负载电流变化。此处，在需要时进入自动升压模式来升压ldo电压到调节目标405。有利的是，每次负载电流(iload)415改变比ldo响应时间更快时，都重复这一升压模式机制。此外，和有利的是，这一升压模式机制确保ldo输出电压(vout)410将在监视参考阈值电压(wd_ref)412与目标输出电压425的范围内快速复位。

现在参考图5，根据本发明的例子示出，举例来说，当负载电流突然增加时，预防ldo输出电压(vout)转变超出过低的输出电压的第一动态机制的简化例子流程图500。方法在505处开始，其中ldo被激活，并继续到510，其中ldo被置于正常电压调节操作模式下。在515处，作出ldo输出电压(vout)，例如在图3中的ldo输出电压(vout)310是否已经越过监视参考阈值电压(wd_ref312)以下的确定。如果在515中确定ldo输出电压(vout)高于而非低于监视参考阈值电压(wd_ref)，那么流程图循环到510，其中ldo处于正常电压调节操作模式。然而，如果在515中确定ldo输出电压(vout)低于监视参考阈值电压(wd_ref)，那么流程图移动到520，且激活监视回路的电流升压功能性。随后，ldo在522处以升压模式操作，其中在525处作出ldo输出电压(vout)是否再次越过监视参考阈值电压(wd_ref)以上的确定。如果ldo输出电压(vout)尚未越过监视参考阈值电压(wd_ref)以上，那么流程图循环到522，且保持电流升压模式。如果ldo输出电压(vout)已经越过监视阈值电压(wd_ref)以上，那么流程图循环到510。在510处，ldo再次被置于正常电压调节操作模式，但ldo输出电压存在于目标输出电压与监视参考阈值电压之间。

现参考图6，示出响应于负载电流减小616，图2或图3的ldo电路的过电压保护操作240、340，对比常规的ldo过电压保护操作的比较的图形行为例子600。图形行为例子600包括ldo电路的已知过电压状态的典型图形响应602。

示例图形行为600说明相对于时间620的ldo输出电压610以及相对于时间620的负载电流(iload)615两者。在这个示出的例子中，最初ldo输出电压(vout)610在目标输出电压625上，响应于iload618。在时间t0622处，负载电流(iload)615在616处突然减小。响应于此，ldo输出电压(vout)610开始快速增加。使用ovp电路确保在在时间t1624处，ldo输出电压(vout)610已经越过ovp参考阈值电压612以上。此时，ovp保护电路触发，且由ovp环路提供动态补偿，例如图2的ovp环路240或图3的ovp环路340。此处，响应于经调节电压供应信号电压超过第二阈值，激活动态电流下拉电路以减小ldo电压调节器电路的过电压输出。随后，ldo电压返回到其正常调节操作模式605。

在这个例子中，归功于识别何时越过阈值电压且响应于此触发升压操作模式的ovp回路所提供的动态补偿，内部ldo偏置能够耐受负载电流变化，其中在需要时进入自动动态电流下拉模式来减小ldo电压到调节目标。此外，和有利的是，这一升压模式机制确保ldo输出电压(vout)610将基本上保留在参考阈值电压(wd_ref)612与目标输出电压625的范围内。当ldo的经调节的输出电压(vout)被检测为高于过电压保护参考电压ovp_ref时，接通ldo输出级上的附加流失电流。有利的是，在本发明的例子中，可以完全以与图2和图3的监视回路相同的方式编程电路的控制。

因此，当负载电流在微弱地偏置的常规ldo中突然减小时，常规的ldo输出电压(vout)将向上增加到不受控值(例如，602)，其可以高达vbat，因此损坏由vout供电的电路系统。相比之下，根据本发明的例子，具有过电压保护的ldo有能力精确地固定vout到过电压保护参考(ovp_ref)612。

图7根据本发明的例子示出，举例来说当负载电流突然减小时，关于过电压保护机制，即预防ldo输出电压(vout)变得超出过高的输出电压的机制的第二动态ldo流程图。方法在705处开始，其中ldo被激活，并继续到710，其中ldo被置于正常电压调节操作模式下。在715处，作出ldo输出电压(vout)，例如在图3中的ldo输出电压(vout)310是否已经低于过电压保护参考阈值电压的确定。如果在715中确定ldo输出电压(vout)低于过电压保护参考阈值电压(wd_ref)，那么流程图循环到710，其中ldo保持在正常电压调节操作模式。然而，如果在715中确定ldo输出电压(vout)等于或高于过电压保护参考阈值电压，那么流程图移动到720，且激活过电压保护回路的下拉电路。随后，ldo以减小过冲电压模式操作，其中在725处作出ldo输出电压(vout)是否再次越过监视参考阈值电压(wd_ref)以上的确定。如果ldo输出电压(vout)尚未越过过电压保护参考阈值电压以下，那么流程图循环到720。如果ldo输出电压(vout)已经越过过电压保护参考阈值电压以下，那么流程图循环到710。在710处，ldo继续或再次处于正常电压调节操作模式，直到再次超出ovp参考阈值。

因此，图2和图3中所示出的发明的例子提供当调节器转变到所要性能电平之外时，校正电压调节电路中的输出电压的两个例子。示出的调节外开关循环允许对负载瞬变的快速响应，同时有利地保持主要反馈回路被微弱地偏置。此外，在一些例子中，偏置范围可被配置成与超低功率应用，例如完整设计小于20na的应用相容。此外，ldo电压调节器电路可以对负载电流的绝对值不敏感，原因在于任何输出电流瞬变可以从纯零负载电流(例如，几na)到高负载电流(例如，几ma)变动。

如本文所论述的连接可以是适合于例如经由中间装置从相应的节点、单元或装置传送信号或将信号传送到相应的节点、单元或装置的任何类型的连接。相应地，除非以其它方式暗示或陈述，否则连接可以是例如直接连接或间接连接。连接可示出或描述为单个连接、多个连接、单向传输连接或双向传输连接。然而，不同的实施例可改变连接的实施方案。举例来说，可使用分开的单向连接而不是双向连接，且反之亦然。此外，可以用以连续方式或以时分复用方式传送多个信号的单个连接来代替多个连接。类似地，可以将携载多个信号的单个连接分成携载这些信号的子集的各种不同连接。因此，存在用于传送信号的许多选择方案。尽管电势的具体导电类型或极性已在例子中描述，但应了解电势的导电类型和极性可逆转。

本文中所描述的每个信号都可以设计为正逻辑或负逻辑。在负逻辑信号的情况下，信号为低电平有效，其中逻辑真状态对应于逻辑电平0。在正逻辑信号的情况下，信号为高电平有效，其中逻辑真状态对应于逻辑电平1。应注意，本文中所描述的的任何信号均可以设计为负逻辑信号或正逻辑信号。因此，在替代实施例中，描述为正逻辑信号的那些信号可以实施为负逻辑信号，且描述为负逻辑信号的那些信号可以实施为正逻辑信号。

本领域技术人员将认识到，逻辑块和电路组件之间的边界仅仅是说明性的，且替代实施例可以合并逻辑块或电路元件，或对各种逻辑块或电路元件施加功能性的替代分解。然而，应了解一些功能性可以在各种组件之间共享。因此，应理解，在本文中描绘的架构仅仅是示例性的，并且实际上，可以实施实现相同功能性的许多其它架构。举例来说，在一些例子中电流源可以是固定的或开关的。在其它例子中，它们可以被电阻器和开关电阻器取代。在其它例子中，可以设想一些应用可能仅需要动态补偿，而不是如在图2中的电流升压220提供的附加电流升压。在其它例子中，可以设想使用与上面描述中标识的那些相反的替代晶体管类型和/或相关技术、电压或电流。

在一些例子中，同样设想ovp回路和监视回路是解决所希望的范围之外的ldo性能转变的两个独立要素。如此，可以设想使用者可以选择实施它们中的一个、另一个抑或两个，例如取决于目标应用程序。

在一些例子中，对本文中所描述的概念的极端简化可以是ldo由未经调节电压参考取代。在此状况下，负载可能是固定的，并且只跨越合理的时间长度增加或减小，因此缓慢地转变回相同平均值。在这种情况下，监视回路可以重新调节动态补偿回路所采用的参考值。

实现相同功能的组件的任何布置是有效地‘相关联的’，以便实现所要功能性。因此，本文中经组合以实现特定功能性的任何两个组件都可以被视为‘相关联’，以便实现所要的功能性，而与架构或中间组件无关。同样地，如此相关联的任何两个组件还可以被视为彼此“可操作地连接”或“可操作地耦合”来实现所要的功能性。

此外，本领域的技术人员应认识到，上文所描述的操作之间的界限仅仅是说明性的。多个操作可组合成单个操作，单个操作可分散于额外的操作中，并且操作的执行可在时间上至少部分地重合。此外，可替换的实施例可包括特定操作的多个实例，并且操作的次序可以在不同其它实施例中进行更改。

另外，本发明不限于在非可编程硬件中实施的物理装置或单元，而是还可以应用于能够通过根据适当的程序代码操作执行所要的装置功能的可编程装置或单元中，例如，大型机、微型计算机、服务器、工作站、个人计算机、笔记本、个人数字助理、电子游戏、汽车和其它嵌入系统、蜂窝电话和各种其它无线装置，这些通常在本申请案中表示为‘计算机系统’。

然而，其它修改、变化和替代方案也是可能的。因此，说明书和图式应被视为具有说明性意义而非限制性意义。

在权利要求书中，放置在圆括号中的任何附图标记不应被解释为限制权利要求。词语‘包括’不排除除了权利要求中所列的那些元件或步骤之外的其它元件或步骤的存在。此外，如本文中所使用，术语“一(a或an)”被限定为一个或超过一个。另外，权利要求书中对例如‘至少一个’和‘一个或多个’的介绍性短语的使用不应被解释为暗示由不定冠词‘一’引入的另一权利要求要素将包括此类所引入的权利要求要素的任何特定权利要求限制为仅包括一个此类要素的发明，即使是在同一权利要求包括介绍性短语‘一个或多个’或‘至少一个’和例如‘一’的不定冠词时也如此。上述同样适用于定冠词的使用。除非另有陈述，否则例如‘第一’和‘第二’等术语用于任意地区别此类术语所描述的元件。因此，这些术语未必意图指示此些元件的时间上的优先级或其它优先级。在彼此不同的权利要求项中叙述某些措施这一单纯事实并不指示不能使用这些措施的组合来获得优势。