一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置的制作方法
本发明涉及调压与稳压领域，尤其涉及大功率电力电子器件线性应用领域的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置。
背景技术：
在电力电子电路中,电力电子器件一般工作在开关状态,它是一个时变的、非线性电路。其非线性性质会带来诸多不便,例如：电路分析困难,谐波问题突出等。开关电路解决谐波问题的方法一般多为辅以lc滤波变换电路，但其静动态综合性能仍不可观。
具有以上特性的高频开关电源较传统的线性电源而言还是具有高效节能、功率密度高、重量轻且体积小的优点，但相比于线性稳压电源，开关电源也有其不足之处。开关型稳压电源在pwm工作方式下，通过改变电力电子器件的导通时间(占空比)来达到稳压的目的，由于占空比的调节精度较低，使得开关电源的稳压精度很低；此外，在占空比较小时，电源输出电压纹波增大。传统的线性稳压电源的功率管工作在线性状态，一般通过调节调整管的压降来达到稳压的目的，在稳压精度和低电压输出方面它比开关电源优越。
为满足波形电压高正弦度、多类负载适应性、抗突变负载扰动能力兼顾的需求,射极输出器型线性电路成为首选对象。线性功率放大器具有高工作带宽和输出电压线性度高的优点，可以很好地实现对输入信号的功率放大。在实际应用中，甲乙类双电源互补对称功率放大电路便可以实现大功率电压的输出，一般作为功率放大器的基础。
交流调压就是把一定幅值的交流电压变成幅值可调的交流电压，在现有技术中通常利用大功率多抽头绕组式的自耦变压器实现这一目的，但自耦变压器需要通过手动或电动机拖动调节碳刷位置来达到调节输出电压的目的，这种调压方案碳刷易损坏且有微小级差，另外无法进行快速的动态调压。利用电力电子器件通断实现的交流调压便会带来前面提到的电力电子电路的普遍问题，此外应用互补对称功率放大电路进行交流调压的效率比较低。
技术实现要素：
本发明就是为了解决上述技术问题而完成的。鉴于以上现有技术的不足，本发明针对普通多抽头绕组式调压器的输出电压无法连续平滑调节与线性调压效率低的问题，提出一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，以期达到高效率连续平滑调压以及稳压的目的。
本发明为解决技术问题采用如下技术方案：
一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，其特征在于：包括
信号产生单元：用于产生功率管栅极驱动大信号，作为最终输出电压的参考；
多级互补对称放大结构：用于高保真线性功率放大，并针对不同输入信号提供合适的功率放大回路；
交流供电电源：用于装置的能量输入并有效降低功率管管压降；
控制电路：用于控制输入信号与功率管栅极连接支路的通断，即控制功率管处于线性导通还是截止状态；
闭环反馈环节：用于提高装调压及稳压的精确度与稳定性，并缩短响应时间；
信号产生单元的频率和相位利用锁相环与供电电源保持一致，且通过控制电路为甲乙类线性放大结构的栅极提供多路独立电压信号并，甲乙类线性放大结构的源极作为整个电路的电压输出点，所述供电电源的参考电位通过负载电阻rl与多级互补对称放大结构中的输出点连接。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，供电电源为多个大小不等的交流电压源，可取自同一变压器的不同抽头；输入信号是与供电电源同频同相的标准正弦波；当输入信号电压小于或等于电源电压时，电路的输出电压将跟踪输入信号，实现精准优秀的电压波形输出；当输入信号变化时，输出电压随之变化，便实现可靠调压的效果，当输入信号不变时还具有稳压的特性。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，控制电路包括：用于实时电位比较的npn型与pnp型三极管；取自多级供电电源的多个电源电位与输入信号电位。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，信号产生单元采用基于armcortex-m4内核的微控制器lpc4337产生初步的幅值、频率可调的标准正弦波信号，并经高压放大得到栅极输入信号。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，多级互补对称放大结构包括大功率晶体管，大功率晶体管是n型igbt与p型igbt的组合，或者是nmos管与pmos管的组合，每一级的连接关系相同；其中，采用nmos管与pmos管时，nmos管的源极与pmos管的源极连接，nmos管的栅极与控制电路对应的输出信号连接；pmos管的栅极与控制电路对应的的输出信号连接；采用n型igbt与p型igbt时，n型igbt的发射极与p型igbt的发射极连接，n型igbt的栅极与控制电路对应的输出信号连接；p型igbt的栅极与控制电路对应的输出信号连接。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，根据供电电源电压的不同将电路分级，每一级的电路结构相同；nmos管与pmos管工作在线性状态，极限状态(栅极输入信号电压逼近电源电压时)为临界饱和，偏线性侧，在有信号从栅极输入时二者轮流导电，组成推挽式电路。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，当改变栅极输入信号进行电压调节时，线路会自动切换到第n级进行工作，该级的电源电压大于或等于输入信号电压，且在所有供电电源中该级电源电压与输入信号电压的差值最小，此时的工作效率最高。
在上述的一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置，三极管用于控制每级电路的功率管在特定时刻的导通与关断，即输入电压信号需要满足一定的条件才可以被加入到功率管的栅极，而在必要时需要隔断输入信号与栅极的连接；功率管导通时的钳位作用使得处于较低级电路的功率管即使在有信号输入的情况下由于不满足导通条件而仍处于关断的状态。
与已有技术相比，本发明有益效果体现在：1、在本发明中，装置采用多级电路结构，每一级的电路结构相同，供电电源取自同一变压器的不同抽头。由于装置会自动切换到与输入信号电压值最接近的电源电压的那一级电路运行，故可以降低电路损耗，最大程度上提高工作效率。2、输出电压紧紧跟随信号源电压，当输入变化的信号源电压时，便可输出连续平滑的可调电压。3、此电路的功率管互补对称工作，相当于功率管的源极同时接负载，便形成跟随器对称结构而获取高阻输入低阻输出的特性，故具有多类负载适应性、快速动态响应(抗负载扰动波形不变能力)的性能。
附图说明
图1是本发明一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置的结构框图。
图2是本发明一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置的实现电路示意图。
图3是各级供电电源电压波形的示意图。
图4是第n级电路工作时信号源、供电电源、输出电压波形的示意图。
图5是电路损耗的示意图。
图6是阻性负载下装置在不同级电路之间切换的控制原理示意图。
图7是纯阻性负载下电压与电流波形的示意图。
图8是纯阻性负载下调压过程中装置的工作效率分布示意图。
图9是阻感性负载下装置在不同级电路之间切换的控制原理示意图。
图10是阻感性负载下电压与电流波形的示意图。
图11是阻感性负载下调压过程中装置的工作效率分布示意图。
图12是单级控制电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明：
如图12所示，为了满足系统能够输出不同负载电压的基本要求，则需要合理的逻辑来控制每一路功率管的状态(线性导通还是截止)。由于电源电压与输入信号值大小之间的配合，若输入信号能成功连接到功率管的栅极，该管便处于线性预导通状态，所以对功率管状态的控制便转为对输入信号加入到不同级功率管栅极时间点的逻辑控制。
利用三极管发射极电压与基极电压值大小的比较来实现信号开关的闭合与关断。为了避免信号输入回路之间的相互干扰，在信号放大与跟随单元中，产生四路独立的电压信号，各路信号波形完全重合，分别用于驱动输出电压正半周时电流为正、输出电压负半周时电流为正、输出电压负半周时电流为负、输出电压正半周时电流为负四种状态下对应线性导通的功率管，每一种状态都由一个三极管作为单独的信号开关，具体方式是输入信号与三极管的发射极相连，三极管的基极与待比较的供电电源相连。
功率管的控制逻辑如下：
图1是一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置的结构框图，包括信号产生单元、甲乙类线性放大结构、供电电源和控制电路。一种多级高效率线性精准交流调压及稳压装置的12级实现电路如图2所示，其中控制电路部分未画出。如图2所示，每一级的电路结构相同，12个分级的电源交流电压幅值从小到大依次为u1、u2、u3、……、u12(u0＝30v、u1＝60v、u3＝90v、……、u12＝390v)，供电电源取自同一变压器的不同抽头，其电压波形如图3所示，波形为大小不等的同频同相的正弦波簇。此外具有较低谐波含量的电源作为各级电路的供电电源同样可以使装置具有一定的调压及稳压效果。
每一级的nmos管与pmos管工作在线性状态，极限状态(栅极输入信号电压逼近电源电压时)为临界饱和，偏线性侧。此外在有信号从栅极输入时二者轮流导电，组成推挽式电路。当信号处于正半周且满足vgs＞vth时，pmos管截止，nmos管导通，有电流通过负载rl；当信号处于负半周且满足vgs＜-vth时，nmos管截止，pmos管导通，仍有电流通过负载rl。
输入栅极信号幅值在0-u12之间变化时，便会得到随之变化的输出电压。输入栅极信号电压vi必定位于两个分级电压之间，满足如下关系式u1＜u2＜…＜un-1＜vi＜un＜…＜u11＜u12，其中n＝1,2,3…12，当信号源电压vi＝260v时，供电电源为u8＝270v的第8级调压电路工作。电路的输出负载电压vo将跟踪该级栅极信号，实现精准优秀的电压波形输出。由于输出电压始终跟踪栅极信号，当栅极信号变化时，输出电压随之变化，便实现可靠调压的效果，当栅极信号不变时还具有稳压的特性。
电路工作在负载电压波形过零的时刻附近时，若采用交流电源供电，供电电源同样在零值附近，功率管的特性会导致输出无法对栅极驱动信号瞬态跟踪从而导致波形畸变，故额外添加直流电压源，可以用单相半波整流电路得到的正负电压作为输出负载电压在过零点附近时的供电电源。栅极输入信号电压值位于正负电压源之间时，用于修正输出电压过零点附近波形的直流级便会工作。
图4是第n级电路工作时信号源、供电电源、输出电压的波形图。vi为信号源电压，vs为第n级电源电压，vo为输出电压，信号源电压vi的波形应与电源电压vs同频同相。由于共漏极放大电路的增益小于1且接近于1，故输出电压vo略小于信号源电压vi，如图3所示，前者波形比后者略低一点，二者几乎重合。
图5是电路损耗的说明图，阴影部分的垂直距离为功率管导通时承受的电压，可象征性得表示管耗。。落在mos管上的压降为供电电源电压与输出电压之差，当二者越逼近即阴影部分的面积越小时，电路损耗越低，工作效率越高。若忽略其他部分的损耗，只考虑功率管的导通损耗，则此电路的损耗ploss与效率η可以表示为：
通过分析可知，理论输出电压的最大值等于电源电压减去功率管的饱和压降(约1-2v)，可近似等于电源电压。从以上公式可以知道当输出电压uo越逼近电源电压un时，电路的损耗越接近于0，效率越接近于1。但是若只有单级电路，在追求效率时，自然就无法达到调压的基本要求，设置多个大小不同的交流电源并将线路多级化便可以进行高效率的平滑调压。当改变栅极输入信号进行电压调节时，线路会自动切换到第n级进行工作，此时该级的电源电压un满足un≥ui的关系，且un-ui的值最小。
实施例一：
图6是阻性负载下装置在不同级电路之间切换的控制原理图，为了直观显示，仅画出调压前与调压后两种状态下电路工作时的两级电路。切换不同级调压电路的基本原理是控制相应电路的功率管在特定时刻的导通与关断，即输入电压信号需要满足一定的条件才可以被加入到功率管的栅极，而在必要时需要隔断输入信号与栅极的连接。同时，由于此多级电路的连接方式会使得某一级功率管在导通时钳住输出点的电位，从而使得位于较低级电路的功率管即使在有信号输入的情况下由于不满足导通条件而仍处于关断的状态。
图7是纯阻性负载下电压与电流波形的示意图，在阻性负载的情况下，负载电压与负载电流的方向时刻保持一致，图中阴影部分的垂直距离为功率管导通时承受的电压，可象征性得表示管耗。调压前信号源电压为vi＝260v，装置工作在第8级，将信号源电压改变为vi＝290v进行调压时，装置切换到第9级工作，此时两级的电源电压分别为vi＝270v，vi＝300v。pnp型三极管vt1，vt3分别用于连接或隔断信号源与第8级、第9级的nmos管栅极之间的关系，npn型三极管vt1，vt3分别用于连接或隔断信号源与第8级、第9级的pmos管栅极之间的关系。
当信号源vi＝260v时，系统应工作在第8级调压电路。根据阻性负载级间切换原理图，在信号源波形的正半周，信号源电压大于第7级电源电压u7，即vi＞u7，此时满足vt1管开通条件，信号源输出信号成功加入到nmos1管的栅极，故nmos1管导通并处于线性放大状态，有电流流过负载；在信号源波形的负半周，信号源电压小于第7级电源电压u7，即vi＜u7，此时满足vt2管开通条件，信号源输出信号成功加入到pmos1管的栅极，故pmos1管导通，仍有电流流过负载。
当信号源逐渐增大到vi＝290v，满足u8＜vi＜u9的条件，系统应从第8级调压电路切换到第9级进行工作。在信号源波形的正半周，信号源实时电压大于第8级电源电压，即vi＞u8，此时满足vt3管开通条件，信号源输出信号成功加入到nmos2管的栅极，故nmos2管导通并处于线性放大状态，有电流流过负载；在信号源波形的负半周，信号源实时电压小于第8级电源电压，即vi＜u8，此时满足vt4管开通条件，信号源输出信号成功加入到pmos2管的栅极，故pmos2管导通，仍有电流流过负载。此外值得注意的是，在vt3管开通时，vt1管也满足开通条件(同理也适用于vt4管与vt2管)，输入信号会同时加入到nmos1管与nmos2管的栅极，但由于nmos1管导通后对输出点电压的钳位，使得nmos2管无法满足导通条件而处于截止状态。
可列出纯阻性负载下第n级电路工作时的控制逻辑通则，工作信号控制管bjt的与功率mos管的导通情况见下表。
当栅极输入信号的幅值从30v逐渐调整到390v时，装置在调压过程中的效率分布情况如图8所示，可知每一级电路工作时的最大效率都接近100％，若调压幅值大于80v，工作效率能始终保持在75％以上。
实施例二
图9是阻感性负载下
图10是阻感性负载下电压与电流波形的示意图，如图所示根据负载电压与电流的相位关系可将电路分为6个工作阶段。结合图6可知，当信号源vi＜u8时，系统应工作在第8级调压电路。在第ⅰ阶段，输出电压与电流同时为正，此时vt4满足导通条件vi＞u7，信号源输出的控制信号顺利加到nmos1管的栅极，故该管导通并处于线性放大状态，第8级电路工作；在第ⅱ阶段，输出电压与电流仍然为正，但输出电压瞬时值小于正直流电压源，此时由正直流电压源供电的电路工作；在第ⅲ阶段，输出电压为负而输出电流仍为正，vt1管满足vi＞u8而开通，信号源输出的控制信号使得nmos0管导通，第7级作为负载的能量反馈支路而工作；在第ⅳ阶段，输出电压、电流同为负，vt6管满足vi＜u7而开通，信号源输出的控制信号顺利加到pmos1管的栅极，故该管导通并处于线性放大状态，第8级电路工作；在第ⅴ阶段，输出电压与电流仍然为负，但输出电压瞬时值大于负直流电压源，此时由正直流电压源供电的电路工作；在ⅵ阶段，输出电压为正而输出电流仍为负，vt2管满足vi＜u8而开通，信号源输出的控制信号使得pmos0管导通，第7级作为负载的能量反馈支路而工作。当装置进行调压操作工作在第9级电路时第8级电路将作为其能量反馈回路，同理可以分析其工作情况。
可列出阻感性负载下第n级电路工作时的控制逻辑通则，工作信号控制管bjt的与功率mos管的导通情况见下表。
当栅极输入信号的幅值从30v逐渐调整到390v时，装置在调压过程中的效率分布情况如图8所示，可知每一级电路工作时的最大效率都接近100％，若调压幅值大于110v，工作效率能始终保持在75％以上。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。
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