一种通道加权结构重复控制器、多模重复控制器、h阶重复控制器及变换器的制作方法

本实用新型涉及一种通道加权结构重复控制器、多模重复控制器、h阶重复控制器及变换器，属于工业控制的重复控制器领域。

背景技术：

对于周期性信号的跟踪和扰动抑制补偿问题，始终是众多研究人员感兴趣的课题，基于内模原理的重复控制能够无静差的跟踪参考信号或消除扰动信号，是一种十分有效的控制手段，但是由于传统的重复控制器响应速度相对较慢，并且实际当中重复控制器多以数字方式z^-n/(1-z^-n)(其中n＝t0/ts为整数，ts为采样时间)实现该周期性信号的内模，其所占用的内存单元数目至少为n0，因此控制器的动态响应较慢。

事实上，在一些实际应用中，需要跟踪或消除的谐波只局限于某些特定的频率，例如三相整流负载给电源系统所造成的谐波污染绝大部分集中于6k±1(k＝1,2,...)次谐波频率处,而单相整流负载给电源系统所造成的谐波污染绝大部分集中于4k±1(k＝1,2,...)次谐波频率(即奇次谐波频率)处，并且在工业场合中，上述两类谐波占据主导地位。若采用一般的重复控制器来消除这类(nk±m)次谐波，会出现周期性扰动消除非常缓慢的现象，往往无法满足实际系统对控制性能的要求。

而且，不同结构的重复控制器，有的前向通道没有延迟，有的有延迟，这会造成一定的响应延迟等问题，当需要不同结构的重复控制器时，需要对重复控制器的结构进行改变，实现起来较为繁琐。例如当本实用新型所提出的通道加权结构重复控制器当s1＝0，s2＝1，s3＝0时的控制器的输出端位于第一时间延迟模块的前端，而对于本实用新型所提的通道加权结构重复控制器当s1＝0，s2＝0，s3＝1时的控制器的输出端则位于第一时间延迟模块的后端，因此当需要不同结构的重复控制器来对特定频率的谐波进行消除时，需要对时间延迟模块的位置进行调整，较为繁琐。

因此有必要提出一种新的重复控制器只针对这些主导谐波进行补偿，通过改造控制器中信号的内模，将其控制延迟时间缩短，大大提高系统消除扰动的速度，并减少其数字实现所需占用的存储空间，使其结构简单，设计方便，动态特性好；并且在需要不同结构的重复控制器来进行特定频率的谐波进行消除时，无需调整重复控制器输出端或时间延迟模块的位置即可实现对重复控制器的结构的改变。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本实用新型提供一种通道加权结构重复控制器，所述重复控制器包括：重复控制增益模块、正反馈增益模块、一个减法环、三个加法环、三个通道加权系数模块和三个相同的时间延迟模块；

其中，重复控制增益模块的输入端作为所述重复控制器的输入端，重复控制增益模块的输出端接第一加法环的第一输入端，第一加法环的输出端分别串接第一时间延迟模块和第二通道加权系数模块后分别接第三通道加权系数模块的输入端和第二加法环第一输入端，第三通道加权系数模块的输出端接第二加法环的第二输入端，第一时间延迟模块的输出端作为第三加法环的第一输入端，第三加法环的输出端分别串接正反馈增益模块和第三时间延迟模块后接减法环的正输入端和负输入端，正反馈增益模块的输出端串接第二时间延迟模块后接第三加法环的第二输入端，减法环的输出端分别接第一加法环的第二输入端和第一通道加权系数模块的输入端，第一通道加权系数模块的输出端接第二加法环的第三输入端，第二加法环的输出端作为重复控制器的输出端。

在一种实施方式中，所述三个通道加权系数模块的取值根据所需要的控制器结构确定。

在一种实施方式中，所述重复控制器还包括：三个低通滤波器和一个相位超前补偿模块；

所述三个相同的时间延迟模块的输出端分别串接一个低通滤波器，并加入相位超前补偿模块。

在一种实施方式中，所述低通滤波器为零相位低通滤波器。

在一种实施方式中，所述时间延迟模块为模拟或数字时间延迟模块。

本实用新型还提供一种多模重复控制器，所述多模重复控制器由至少两个上述通道加权结构重复控制器并联相加构成。

本实用新型还提供一种h阶重复控制器，h≥2，所述h阶重复控制器采用上述通道加权结构重复控制器，并进一步扩展为h阶(nk±m)次谐波重复控制器。

本实用新型还提供一种变换器，所述变换器采用上述通道加权结构重复控制器，或上述多模重复控制器，或上述h阶重复控制器进行控制。

在一种实施方式中，所述变换器包括逆变器和整流器。

本实用新型的优点：

1、本实用新型提供一种新型结构的通道加权结构重复控制器，通过选取不同的通道加权系数s1、s2、s3，灵活切换不同的结构，使用便捷，并且具有通用性。

2、本实用新型提供的重复控制器中三个延迟环节完全相同，占用的内存单元数目都为n/n，因此其总内存单元数目为(3n/n)，(nk±m)次谐波数字重复控制器占用的存储单元的数目也大大低于一般的数字重复控制器。

3、本实用新型所提出的(nk±m)次谐波重复控制器专门针对(nk±m)次谐波信号进行无误差跟踪或扰动消除，可以根据消除谐波扰动信号或跟踪参考信号的实际需求，选取不同的n和m的数值。如针对三相逆变中消除(6k±1)次谐波及跟踪基波参考信号的需要，只需令n＝6和m＝1即可；对单相逆变中消除奇次谐波及跟踪基波参考信号的需要，只需令n＝4和m＝1即可。与一般的重复控制器相比，其消除扰动的速度大大提高。

4、本实用新型所提出的(nk±m)次谐波重复控制器在部分取值下，可以进一步扩展为h阶(nk±m)次谐波重复控制器(h≥2)，具有更快的误差收敛速度，并且对内模与周期信号在谐振频率点附近发生的失配具有一定的抑制作用，进而使控制器的性能得到提升。

5、本实用新型所提出的(nk±m)次谐波重复控制器在部分取值下，仅存在唯一的前向通路且前向通路上最多仅存在一个时间延迟模块，相比于传统重复控制器，前向通路中的时间延迟明显减小，具有良好的动态响应。

6、本实用新型提供的多模重复控制器可以用来消除所有次谐波或任意次谐波，并可灵活独立调节各次谐波控制器的控制增益。

7、(nk±m)次谐波重复控制器用来消除nk+m和nk-m这两种频率之比不为整数倍关系的扰动时只需要一种时间延迟环节来构造扰动信号内模，因此简化了重复控制器中时间延迟环节的设计。

附图说明

图1是本实用新型提出的通道加权结构重复控制器的结构框图。

图2是本实用新型实施例2提出的通道加权结构重复控制器的结构框图。

图3是本实用新型实施例3提出的通道加权结构重复控制器的结构框图。

图4是图2的数字实现形式。

图5是图3的数字实现形式。

图6是本实用新型实施例2提出的通道加权结构重复控制器的数字形式中位于反馈回路中的周期信号发生器。

图7是在图2基础上加入低通滤波环节和相位超前补偿环节的改进的(nk±m)次谐波重复控制器的结构框图。

图8是在图3基础上加入低通滤波环节和相位超前补偿环节的改进的(nk±m)次谐波重复控制器的结构框图。

图9是图7的数字实现形式，为改进的(nk±m)次谐波数字重复控制器的结构框图。

图10是图8的数字实现形式，为改进的(nk±m)次谐波数字重复控制器的结构框图。

图11是在图4的基础上扩展而成的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器(h≥2)的结构框图。

图12是改进的h阶的(nk±m)次谐波数字重复控制器的结构框图。

图13是以h取2时为例的改进的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器的结构框图。

图14是将本实用新型实施例2所提出的(nk±m)次谐波数字重复控制器并联相加而成的并联结构所有次谐波数字重复控制器的结构框图，该结构重复控制器可对所有次谐波进行消除。

图15是将本实用新型实施例2所提出的(nk±m)次谐波数字重复控制器并联相加而成的并联结构任意次谐波数字重复控制器的结构框图，该结构重复控制器可对任意次谐波进行消除。

图16是将本实用新型实施例3所提出的(nk±m)次谐波数字重复控制器并联相加而成的并联结构所有次谐波数字重复控制器的结构框图，该结构重复控制器可对所有次谐波进行消除。

图17是将本实用新型实施例3所提出的(nk±m)次谐波数字重复控制器并联相加而成的并联结构任意次谐波数字重复控制器的结构框图，该结构重复控制器可对任意次谐波进行消除。

图18是在图14的基础上加入低通滤波环节和相位超前补偿环节的改进的并联结构所有次谐波数字重复控制器的结构框图。

图19是在图15的基础上加入低通滤波环节和相位超前补偿环节的改进的并联结构任意次谐波数字重复控制器的结构框图。

图20是在图16的基础上加入低通滤波环节和相位超前补偿环节的改进的并联结构所有次谐波数字重复控制器的结构框图。

图21是在图17的基础上加入低通滤波环节和相位超前补偿环节的改进的并联结构任意次谐波数字重复控制器的结构框图。

图22是将本实用新型所提出的(nk±m)次谐波数字重复控制器或h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器或多模数字重复控制器以插入式的方式叠加一般反馈控制器的控制系统结构框图。

图23是将本实用新型所提出的(nk±m)次谐波数字重复控制器或h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器或多模数字重复控制器以级联式的方式叠加一般反馈控制器的控制系统结构框图。

图24是以本实用新型实施例3所提出的(nk±m)次谐波重复控制器为例令n＝1和m＝0和令n＝6和m＝1时的控制器结合一般反馈控制器应用时的两种复合控制下的稳态输出波形和误差收敛变化图。

具体实施方式

下面是对本实用新型进行具体描述。

实施例1

本实用新型实施例提供一种通道加权结构重复控制器，用于(nk±m)次谐波信号的无误差跟踪或完全消除，其结构框图如图1所示，所述重复控制器包括：重复控制增益模块、正反馈增益模块、一个减法环、三个加法环、三个通道加权系数模块和三个相同的时间延迟模块；

其中，重复控制增益模块的输入端作为所述重复控制器的输入端，重复控制增益模块的输出端接第一加法环的第一输入端，第一加法环的输出端分别串接第一时间延迟模块和第二通道加权系数模块后分别接第三通道加权系数模块的输入端和第二加法环第一输入端，第三通道加权系数模块的输出端接第二加法环的第二输入端，第一时间延迟模块的输出端作为第三加法环的第一输入端，第三加法环的输出端分别串接正反馈增益模块和第三时间延迟模块后接减法环的正输入端和负输入端，正反馈增益模块的输出端串接第二时间延迟模块后接第三加法环的第二输入端，减法环的输出端分别接第一加法环的第二输入端和第一通道加权系数模块的输入端，第一通道加权系数模块的输出端接第二加法环的第三输入端，第二加法环的输出端作为重复控制器的输出端。

其传递函数为：

或

其中，c()为重复控制器的输出量，e()为重复控制器的输入量即控制系统的控制误差量，krc为重复控制增益参数，s为连续时间系统的拉普拉斯变量，z为离散时间系统的z变换的变量；n＝t0/ts为整数，t0为基波周期，t0＝2π/ω0＝1/f0，f0为基波频率，ω0为基波角频率，ts为采样周期，n、k和m为不小于零的整数且n≠0，n>m。

如图1所示，该通道加权结构重复控制器，三个通道加权系数模块的取值不同可以得到不同结构的特定频率谐波消除控制器，根据所需要用到的特定结构，来确定通道加权系数s1、s2、s3的取值。

为详细说明本申请技术方案，下述实施例2和实施例3选取通道加权系数s1、s2、s3分别为s1＝0，s2＝1，s3＝0和s1＝0，s2＝0，s3＝1为例进行说明：

实施例2

本实施例以通道加权系数s1＝0，s2＝1，s3＝0为例进行说明，如图2所示，s1＝0，s2＝1，s3＝0时，该通道加权结构重复控制器的传递函数为：

其中c(s)为重复控制器的输出量，e(s)为重复控制器的输入量亦即控制系统的控制误差量，krc为重复控制增益，t0为基波周期，t0＝2π/ω0＝1/f0，f0为基波频率，ω0为基波角频率，n、k和m为不小于零的整数且n≠0，n>m。

图2中，三个延迟环节完全相同，其延迟时间τ都等于基波周期t0的1/n倍，最长延迟时间路径由一个上述延迟环节组成，因此其总延迟时间为(t0/n)＜t0，因此在重复控制增益krc相同的情况下，本重复控制器的响应速度要比一般的重复控制器快得多，这是(nk±m)次谐波重复控制器的一大优点。

上述传递函数可改写如下:

上式要求m≠0；当m＝0时，消除(nk±m)次谐波的重复控制器传递函数可以化成如下形式:

由此可知，图2所示的重复控制器的极点在频率为(nk±m)ω0处，即极点频率为mω0，(n±m)ω0，(2n±m)ω0，(in±m)ω0，...，(其中i＝1,2,3...)。

由于该重复控制器在频率为(nk±m)ω0处的增益为无穷大，因此能够彻底消除控制误差e(s)中的频率为(nk±m)ω0的谐波分量，从而实现对(nk±m)次谐波扰动的完全消除或无误差跟踪，故将该重复控制器，即本实用新型所提出的通道加权结构重复控制器，称为(nk±m)次谐波重复控制器。实际应用当中，可针对不同场合的需求，赋予m和n以不同的数值，即可实现对特定(nk±m)次谐波的无误差跟踪或扰动抑制。例如对于三相逆变器带三相整流负载的情况，由于其谐波主要集中在(6k±1)次(即5、7、11、13等次)谐波频率分量处，且常需要对基波参考信号进行跟踪，所以只需令n＝6和m＝1，就可实现对基波参考信号的无误差跟踪和对(6k±1)次谐波的完全消除；对于单相逆变器带单相整流负载的情况，由于其谐波主要集中在(4k±1)次(即3、5、7、9等奇次)频率分量处，且常需要对基波参考信号进行跟踪，所以只需令n＝4和m＝1,就可实现对基波参考信号的无误差跟踪和对奇次谐波的完全消除。

实际当中重复控制器多以数字方式加以实现并得以应用。图2所示的重复控制器所对应的数字实现如图4所示，其传递函数为：

其中c(z)为重复控制器的输出量，e(z)为重复控制器的输入量亦即控制系统的控制误差量，krc为重复控制增益，n＝t0/ts为整数，t0为基波周期，t0＝2π/ω0＝1/f0，f0为基波频率，ω0为基波角频率，ts为采样周期，n、k和m为不小于零的整数且n≠0，n>m。图4中的三个时间延迟环节完全相同，占用的内存单元数目都为n/n，因此其总内存单元数目为(3n/n)，因此(nk±m)次谐波数字重复控制器占用的存储空间比一般的数字重复控制器要少得多。

图6所示为本实用新型提出的(nk±m)次谐波重复控制器位于反馈回路的周期信号发生器的数字形式，由三个完全相同的时间延迟模块和一个正反馈增益模块构成，其传递函数可表示为：

在实际应用中，为提高控制系统的稳定性和抗干扰能力，通常需要对图2、图4中的(nk±m)次谐波重复控制器加以改进，改进的方法是在重复控制器中加入低通滤波器环节q(s)或q(z)和相位超前补偿环节a(s)或a(z)，如图7及图9所示，其中图9是图7的数字实现形式。

图7所示的改进的(nk±m)次谐波重复控制器的传递函数可以写成如下形式：

图9所示的改进的(nk±m)次谐波数字重复控制器的传递函数可以写成如下形式：

实施例3

本实施例以通道加权系数s1＝0，s2＝0，s3＝1为例进行说明，如图3所示，s1＝0，s2＝0，s3＝1时，该通道加权结构重复控制器的传递函数为：

其中c(s)为重复控制器的输出量，e(s)为重复控制器的输入量亦即控制系统的控制误差量，krc为重复控制增益，t0为基波周期，t0＝2π/ω0＝1/f0，f0为基波频率，ω0为基波角频率，n、k和m为不小于零的整数且n≠0，n>m。通过调节增益系数krc的数值,可以改变系统的收敛速度，krc越大，系统稳态误差收敛的速度越快，但krc过大会导致系统超出稳定范围，所以krc只能在一定范围内提高系统的收敛速度。

与图2一样，图3中的三个延迟环节完全相同，其延迟时间τ都等于基波周期t0的1/n倍，最长延迟时间路径由一个上述延迟环节组成，因此其总延迟时间为(t0/n)＜t0，因此在重复控制增益krc相同的情况下，本重复控制器的响应速度要比一般的重复控制器快得多。

图3所示的重复控制器的传递函数可改写如下:

上式要求m≠0；当m＝0时，消除(nk±m)次谐波的重复控制器传递函数可以化成如下形式:

由此可得图3所示的重复控制器的极点在频率为(nk±m)ω0处，即极点频率为mω0，(n±m)ω0，(2n±m)ω0，(in±m)ω0，...，(其中i＝1,2,3...)。

由于该重复控制器在频率为(nk±m)ω0处的增益为无穷大，因此能够彻底消除控制误差e(s)中的频率为(nk±m)ω0的谐波分量，从而实现对(nk±m)次谐波扰动的完全消除或无误差跟踪，故将该重复控制器，即本实用新型所提出的通道加权结构重复控制器，称为(nk±m)次谐波重复控制器。实际应用当中，可针对不同场合的需求，赋予m和n以不同的数值，即可实现对特定(nk±m)次谐波的无误差跟踪或扰动抑制。例如对于三相逆变器带三相整流负载的情况，由于其谐波主要集中在(6k±1)次(即5、7、11、13等次)谐波频率分量处，且常需要对基波参考信号进行跟踪，所以只需令n＝6和m＝1，就可实现对基波参考信号的无误差跟踪和对(6k±1)次谐波的完全消除；对于单相逆变器带单相整流负载的情况，由于其谐波主要集中在(4k±1)次(即3、5、7、9等奇次)频率分量处，且常需要对基波参考信号进行跟踪，所以只需令n＝4和m＝1,就可实现对基波参考信号的无误差跟踪和对奇次谐波的完全消除。

实际当中重复控制器多以数字方式加以实现并得以应用。图3所示的重复控制器所对应的数字实现如图5所示，其传递函数为：

其中c(z)为重复控制器的输出量，e(z)为重复控制器的输入量亦即控制系统的控制误差量，krc为重复控制增益，n＝t0/ts为整数，t0为基波周期，t0＝2π/ω0＝1/f0，f0为基波频率，ω0为基波角频率，ts为采样周期，n、k和m为不小于零的整数且n≠0，n>m。图5中的三个时间延迟环节完全相同，占用的内存单元数目都为n/n，因此其总内存单元数目为(3n/n)，因此(nk±m)次谐波数字重复控制器占用的存储空间比一般的数字重复控制器要少得多。

在实际应用中，为提高控制系统的稳定性和抗干扰能力，通常需要对图3、图5中的(nk±m)次谐波重复控制器加以改进，改进的方法是在重复控制器中加入低通滤波器环节q(s)或q(z)和相位超前补偿环节a(s)或a(z)，如图8及图10所示，其中图10是图8的数字实现形式。

图8所示的改进的(nk±m)次谐波重复控制器的传递函数可以写成如下形式：

图10所示的改进的(nk±m)次谐波数字重复控制器的传递函数可以写成如下形式：

本实用新型的工作原理：

本实用新型所提出的(nk±m)次谐波重复控制器可以以插入或级联方式加入到一般的反馈控制系统中用于消除控制误差当中的(nk±m)次谐波分量。下面以将(nk±m)次谐波数字重复控制器以插入方式加入到一般反馈系统中为例，介绍本实用新型所提出的(nk±m)次谐波重复控制器的具体实施方式。

图11所示为本实用新型实施例2扩展而成的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器(h≥2)的通用结构框图，在实际应用中，h阶(nk±m)次谐波重复控制器同样是以数字方式实现的，将∑whm^h()进行从1到h的累和作为控制器的反馈回路，加之一条正前馈通路来构造周期信号的内模，其中wh为常系数，m()为三个时间延迟模块和正前馈增益模块构成的周期信号发生器其传递函数可以写成如下形式：

其中

图12所示为改进的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器，与一阶(nk±m)次谐波数字重复控制器所不同的是，由于阶数的增加，如果依然在三个相同的时间延迟模块的输出端分别串接低通滤波器q(z)进行滤波，那么必然会造成控制器的复杂程度大大增加，设计难度也会大大增加，因此本实用新型所提出的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器当h≥2时，统一将低通滤波器q(z)串接在周期信号发生器m(z)后即可，并依然在重复控制器的输出端串接相位超前补偿模块a(z)，改进的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器(h≥2)传递函数可以写成如下形式：

其中

图13所示为h取2时的改进的h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器的例子，即改进的二阶(nk±m)次谐波数字重复控制器，其传递函数如下：

其中

图14所示为由本实用新型实施例2所提的(nk±m)次谐波重复控制器并联相加而成的多模所有次谐波数字重复控制器，对于n、m、k的不同取值，该结构重复控制器可以对所有次谐波进行消除，可以独立调节各次谐波的控制增益，其传递函数如下：

其中，n和m都为正整数，且n为偶数时，m＝0，1…n/2；当n为奇数时，m＝0，1…[n/2]。

图15所示为由本实用新型实施例2所提的(nk±m)次谐波重复控制器并联相加而成的多模任意次谐波数字重复控制器，对于n、m、k的不同取值，该结构重复控制器可以对任意次谐波进行消除，可以独立调节各次谐波的控制增益，其传递函数如下：

其中，ni、mi为任意正整数。

图16所示为由本实用新型实施例3所提的(nk±m)次谐波重复控制器并联相加而成的多模所有次谐波数字重复控制器，对于n、m、k的不同取值，该结构重复控制器可以对所有次谐波进行消除，可以独立调节各次谐波的控制增益，其传递函数如下：

其中，n和m都为正整数，且n为偶数时，m＝0，1…n/2；当n为奇数时，m＝0，1…[n/2]。

图17所示为由本实用新型实施例3所提的(nk±m)次谐波重复控制器并联相加而成的多模任意次谐波数字重复控制器，对于n、m、k的不同取值，该结构重复控制器可以对任意次谐波进行消除，可以独立调节各次谐波的控制增益，其传递函数如下：

其中，ni、mi为任意正整数。

图18所示为加入低通滤波环节q(z)和相位超前补偿环节a(z)的改进的多模所有次谐波数字重复控制器(对应于实施例2)的结构框图，其传递函数为：

其中，n和m都为正整数，且n为偶数时，m＝0，1…n/2；当n为奇数时，m＝0，1…[n/2]。

图19所示为加入低通滤波环节q(z)和相位超前补偿环节a(z)的改进的多模任意次谐波数字重复控制器(对应于实施例2)的结构框图，其传递函数为：

其中，ni、mi为任意正整数。

图20所示为加入低通滤波环节q(z)和相位超前补偿环节a(z)的改进的多模所有次谐波数字重复控制器(对应于实施例3)的结构框图，其传递函数为：

其中，n和m都为正整数，且n为偶数时，m＝0，1…n/2；当n为奇数时，m＝0，1…[n/2]。

图21所示为加入低通滤波环节q(z)和相位超前补偿环节a(z)的改进的多模任意次谐波数字重复控制器(对应于实施例3)的结构框图，其传递函数为：

其中，ni、mi为任意正整数。

图22和图23所示为改进的(nk±m)次谐波数字重复控制器或h阶(nk±m)次谐波数字重复控制器或多模所有次/任意次谐波数字重复控制器分别以插入和级联方式加入到一般反馈控制系统中的结构框图，其中，grc(z)为改进的(nk±m)次谐波数字重复控制器，gc(z)为常规反馈控制器，gp(z)为控制对象，yd(z)为系统的参考输入且一般为基波参考信号y(z)为系统实际输出，e(z)为参考与实际信号的误差同时也是重复控制器grc(z)的输入信号，c(z)为重复控制器grc(z)的输出信号同时也与误差信号e(z)相加后一起作为常规反馈控制器gc(z)的输入，u(z)为常规反馈控制器gc(z)的输出信号同时也是控制对象gp(z)的输入信号，d(z)为系统的扰动输入信号，它与控制对象gp(z)的输出信号相加形成实际输出信号y(z)。

以本实用新型实施例3所提的(nk±m)次谐波重复控制器为例，对于三相逆变器带三相整流负载的情况，由于其谐波主要集中在(6k±1)次(即5、7、11、13等次)谐波频率分量处，且常需要对基波参考信号进行跟踪，所以只需令n＝6和m＝1，就可实现对基波参考信号的无误差跟踪和对(6k±1)次谐波的完全消除，控制目标为使输出电压精确跟踪参考电压，其中参考电压vabref＝220sin100πt、vbcref＝220sin(100πt-2/3π)、vcaref＝220sin(100πt+2/3π)，如图24所示为在fc(状态反馈控制器)的基础上，t＝0.1s时，重复控制增益krc相同的情况下，分别加入crc控制器和本申请所提出的6k±1rc控制器的两种复合控制下的稳态输出波形和误差收敛变化图，其中图24(a)对应于crc控制器，图24(b)对应于本申请提出的6k±1rc控制器。

根据图24(a)和(b)可知，分别采用crc和6k±1rc后其总谐波畸变率(totalharmonicdistortion，thd)分别为0.44％和1.15％，都可以达到非常小的数值，但是在具有与crc几乎同样的谐波抑制效果的同时，crc需要约0.8s达到稳态；而本申请对应的6k±1rc则仅需要约0.4s达到稳态，因此本申请对应的6k±1rc的误差收敛速度明显较快。

虽然本实用新型已以较佳实施例公开如上，但其并非用以限定本实用新型，任何熟悉此技术的人，在不脱离本实用新型的精神和范围内，都可做各种的改动与修饰，因此本实用新型的保护范围应该以权利要求书所界定的为准。