一种无需输入电压检测的单相PFC电路及其电压估算方法与流程

一种无需输入电压检测的单相pfc电路及其电压估算方法
技术领域
1.本发明涉及变频空调技术领域，具体涉及一种无需输入电压检测的单相pfc电路以及应用该电路的电压估算方法。


背景技术：

2.目前，变频空调都使用了一种主动式pfc控制技术，该技术是为了减小对电网的谐波干扰、降低整流器件的过流倍数，同时可以提高整流后的直流母线电压，有利于提高变频调速范围。pfc控制是通过控制igbt的通断来控制输入电流，使输入电流接近输入电压的正弦波形，达到功率因数为1的目的。为了使输入电流跟随输入电压波形，目前大部分变频器都检测输入电压，利用锁相环技术获取输入电压的大小和相位，然后通过电流环控制达到电流跟随电压的目的。这种控制方式增加了电路板设计的难度和材料成本，同时因检测存在干扰，降低了变频器的可靠性。
3.另外，也有小部分变频器采用无电压检测的控制方式，实现方式主要是依据小信号模型，把输入电流和电压作为状态量及输出量，但因通过全维状态观测器控制技术，计算方式较繁琐，需要较多的代码，占用了有限的cpu运算资源，尤其对于高频pfc，对计算周期尤其较高，如果计算时间过长则会影响实时输出导致过流保护。


技术实现要素：

4.为了克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种无需输入电压检测的单相pfc电路及其电压估算方法，该系统和方法用于解决现有技术中成本高、可靠性低、计算方式繁琐等问题，可以通过已有的电流采样电路采集电流信号，运用一种新颖的算法间接推算输入电压值，从而达到高功率因数校正效果。
5.为解决上述问题，本发明所采用的技术方案如下：
6.一种无需输入电压检测的单相pfc电路，包括：软件数据处理模块以及由电抗器或电感、igbt器件、快速恢复二极管、高压电解电容构成的信号处理电路，所述电抗器或电感的一端接入交流电压，用于存储和提供无功电流，所述电抗器或电感的另一端与所述igbt器件的漏极连接，所述igbt器件的漏极与所述快速恢复二极管连接；
7.当所述igbt器件导通时，通过输入电压给所述电抗器或电感充电；当所述igbt器件关断时，将输入电压与所述电抗器或电感的电感电压叠加通过所述快速恢复二极管向所述高压电解电容充电和负载供电；
8.其中，所述软件数据处理模块与所述信号处理电路连接，用于根据所述信号处理电路所获得的电压信号，计算出输入电压的估算值。
9.进一步的方案是，所述电抗器或电感与交流电压之间还连接有整流电路，所述整流模块的输入端接入交流电压，用于将交流电压转换为直流电压，所述电抗器或电感的一端与所述整流模块的输出端连接，用于存储和提供无功电流，所述电抗器或电感的另一端与所述igbt器件的漏极连接，所述igbt器件的漏极与所述保护电路连接。
10.一种无需输入电压检测的单相pfc电路的电压估算方法，该方法应用于上述的一种无需输入电压检测的单相pfc电路进行电压估算，该方法包括以下步骤：
11.建立pfc控制的数学模型；
12.通过电流检测单元检测出电抗器或电感的电感电流i
in
，并同时采集直流母线电压vdc，将直流母线电压vdc与设定电压vdc_ref进行比较后，产生第一电压误差值；
13.将所述电压误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为设定的参考电流瞬时值；
14.根据所述参考电流瞬时值计算得出参考电感电流，将所述参考电感电流与实际检测出的电感电流i
in
进行比较，产生电流误差值；
15.将电流误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为pfc的输出参考电压，通过所述输出参考电压计算得出igbt器件占空比d，其中，所述输出参考电压为平均电压vo；
16.将平均电压v0代入输入电压估算公式，即可得到输入电压的估算值。
17.进一步的方案是，所述建立pfc控制的数学模型，具体表示为公式(1)和(2)：
18.v
in
＝vo+sl
siin
ꢀꢀꢀ
(1)
19.vo＝(1-d)v
dc
ꢀꢀꢀ
(2)
20.其中，vo为igbt上的平均电压，v
in
为整流后的输入电压，v
dc
为电解电容上的直流母线电压，i
in
为整流后的输入电流，即电感电流，ls为电感的感量，d为igbt器件的占空比。
21.更进一步的方案是，对输入电压进行估算时，包括：构建一个低通滤波器，假定整流后的输入电压值v
in
，定义输入电压的估算值为为v
in
的一阶低通滤波值，表示为公式(3)：
[0022][0023]
其中，τ为时间常数。
[0024]
更进一步的方案是，由公式(1)和(3)得出公式(4)：
[0025][0026]
然后，对公式(4)进行数字化处理，即可求得输入电压的估算值，通过选择时间常数，即可用于替代实际电压。
[0027]
更进一步的方案是，所述根据参考电流瞬时值计算得出参考电感电流，包括：
[0028]
将所述参考电流瞬时值乘以输入电压的估算值和系数ka即可计算得出参考电感电流，表示为公式(11)
[0029][0030]
其中，ka为估算电压除以一个电源周期中的最大值
[0031]
更进一步的方案是，对公式(4)进行数字化处理，具体表示为公式(5)：
[0032][0033]
其中，k代表采样计算的时刻，ts为采样周期，wc＝1/τ为时间常数的倒数，即观测器的截止频率。
[0034]
更进一步的方案是，所述将所述电压误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为设定的参考电流瞬时值，表示为公式(6)：
[0035][0036]
其中，为参考电流峰值，k
pv
为比例系数，k
iv
为积分系数。
[0037]
更进一步的方案是，所述将所述电流误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为pfc的输出参考电压”，表示为公式(7)和(8)：
[0038][0039][0040]
其中，为输出的pfc电压指令，为pfc指令电流，k
pi
为比例系数，k
ii
为积分系数。
[0041]
由此可见，相比现有技术，本发明提供了一种无需输入电压检测的单相pfc电路及其方法，该电路和方法无需单相pfc输入电压检测电路，通过构建pfc控制的数学模型及算法可以间接推算出输入电压值，降低了变频器的成本，避免了因输入电压检测失效带来的控制失灵甚至器件损坏，降低变频空调pfc电路的成本，大大提高了pfc控制的可靠性。同时，使用本发明的算法计算简洁，代码量少，可以降低pfc尤其是高频pfc的运算代码，适合于数字化控制。
[0042]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。
附图说明
[0043]
图1是本发明一种无需输入电压检测的单相pfc电路实施例一的电路原理图。
[0044]
图2是本发明一种无需输入电压检测的单相pfc电路实施例二的电路原理图。
[0045]
图3是本发明一种无需输入电压检测的单相pfc电路的电压估算方法实施例的流程图。
具体实施方式
[0046]
一种无需输入电压检测的单相pfc电路实施例一：
[0047]
参见图1，本发明提供的一种无需输入电压检测的单相pfc电路，包括：
[0048]
软件数据处理模块以及由电抗器或电感ls、igbt器件、快速恢复二极管、高压电解电容构成的信号处理电路，电抗器或电感ls的一端接入交流电压，用于存储和提供无功电流，电抗器或电感ls的另一端与igbt器件的漏极连接，igbt器件的漏极与快速恢复二极管连接。
[0049]
当igbt器件导通时，通过输入电压给电抗器或电感充电；当igbt器件关断时，将输入电压与电抗器或电感ls的电感电压叠加通过快速恢复二极管向高压电解电容充电和负
载供电。
[0050]
其中，软件数据处理模块与信号处理电路连接，用于根据信号处理电路所获得的电压信号，计算出输入电压的估算值。
[0051]
其中，快速恢复二极管包括两个并列设置的快速恢复二极管，igbt器件包括两个并列设置的igbt，每个快速恢复二极管分别与其对应的igbt连接，电抗器或电感ls的另一端连接在第一个快速恢复二极管的正极与第一个igbt器件的漏极之间。
[0052]
一种无需输入电压检测的单相pfc电路实施例二：
[0053]
如图2所示，电抗器或电感与交流电压之间还连接有整流电路，整流模块的输入端接入交流电压，用于将交流电压转换为直流电压，电抗器或电感ls的一端与整流模块的输出端连接，用于存储和提供无功电流，电抗器或电感ls的另一端与igbt器件的漏极连接，igbt器件的漏极与快速恢复二极管连接。
[0054]
其中，整流电路包括整流器rec，整流器rec的第一输出端与电抗器或电感ls的一端连接，整流器rec的第二输出端与igbt器件的源极连接。
[0055]
具体的，本实施例提供的电路拓扑包括有整流器rec、电抗器或电感ls、igbt器件、快速恢复二极管frd、高压电解电容c组成。其中，整流器rec用于把交流输入电压整流成直流电压，电抗器或电感用于存储和提供无功电流，当igbt导通时，输入电压给电感充电，当igbt关断时，输入电压叠加电感电压通过快速恢复二极管frd向高压电解电容c充电和负载供电。电感电流即整流后的输入电流，当功率因数达到1时，意味着输入电流与输入电压在形状、相位上一致，即输入阻抗为电阻特性。
[0056]
一种无需输入电压检测的单相pfc电路的电压估算方法实施例
[0057]
参见图3，一种无需输入电压检测的单相pfc电路的电压估算方法，该方法应用于上述的一种无需输入电压检测的单相pfc电路进行电压估算，该方法包括以下步骤：
[0058]
步骤s1，建立pfc控制的数学模型。
[0059]
步骤s2，通过电流检测单元检测出电抗器或电感的电感电流i
in
，并同时采集直流母线电压vdc，将直流母线电压vdc与设定电压vdc_ref进行比较后，产生电压误差值。
[0060]
步骤s3，将电压误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为设定的参考电流瞬时值。
[0061]
步骤s4，根据参考电流瞬时值计算得出参考电感电流，将参考电感电流与实际检测出的电感电流i
in
进行比较，产生电流误差值。
[0062]
步骤s5，将电流误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为pfc的输出参考电压，通过输出参考电压计算得出igbt器件占空比d，其中，所述输出参考电压为平均电压vo。
[0063]
步骤s6，将平均电压v0代入输入电压估算公式，即可得到输入电压的估算值。
[0064]
在上述步骤s1中，建立pfc控制的数学模型，具体表示为公式(1)和(2)：
[0065]vin
＝vo+sl
siin
ꢀꢀꢀ
(1)
[0066]
vo＝(1-d)v
dc
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0067]
其中，vo为igbt上的平均电压，v
in
为整流后的输入电压，v
dc
为电解电容上的直流母线电压，i
in
为整流后的输入电流，即电感电流，ls为电感的感量，d为igbt器件的占空比。
[0068]
由于vo、i
in
、ls、v
dc
、d都为已知量，在对输入电压进行估算时，包括：构建一个低通
滤波器，假定整流后的输入电压值v
in
，定义输入电压的估算值为为v
in
的一阶低通滤波值，表示为公式(3)：
[0069][0070]
其中，τ为时间常数。
[0071]
由公式(1)和(3)得出公式(4)：
[0072][0073]
然后，对公式(4)进行数字化处理，即可求得输入电压的估算值，通过选择时间常数，即可用于替代实际电压。其中，具体实现方法是：对等式右边的第一部分进行积分，积分后的值与等式右边的第二部分相加，其结果即为估算电压
[0074]
在本实施例中，对公式(4)进行数字化处理，具体表示为公式(5)：
[0075][0076]
其中，k代表采样计算的时刻，ts为采样周期，wc＝1/τ为时间常数的倒数，即观测器的截止频率。
[0077]
在上述步骤s4中，根据参考电流瞬时值计算得出参考电感电流，包括：
[0078]
将参考电流瞬时值乘以输入电压的估算值和系数ka即可计算得出参考电感电流，表示为公式(11)
[0079][0080]
其中，ka为估算电压除以一个电源周期中的最大值
[0081]
在上述步骤s3中，将电压误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为设定的参考电流瞬时值，表示为公式(6)：
[0082][0083]
其中，为参考电流峰值，k
pv
为比例系数，k
iv
为积分系数。
[0084]
在上述步骤s5中，将电流误差值通过pi控制器进行调节，其输出作为pfc的输出参考电压，表示为公式(7)和(8)：
[0085][0086][0087]
其中，为输出的pfc电压指令，为pfc指令电流，k
pi
为比例系数，k
ii
为积分系
数。
[0088]
在实际应用中，本实施例pfc主要任务之一就是使输入阻抗接近电阻特性，即电流波形跟随输入电压波形且相位差为0。当忽略电抗器或电感内阻，pfc控制的数学模型如上述公式(1)和(2)所示。
[0089]
通过电流传感器或者使用功率电阻检测出电感电流，同时采集直流母线电压vdc，并将vdc与设定电压vdc_ref进行比较，其误差通过pi控制器进行调节，其输出为设定的参考电流瞬时值，该参考电流瞬时值乘以估算的输入电压和系数ka即为参考的电感电流，该参考的电感电流与实际检出的电感电流进行比较，其误差通过pi控制器进行调节，pi控制器输出为pfc的输出参考电压，通过该参考电压计算出占空比d，并通过公式(2)计算出vo，把vo带入公式(3)即可求出
[0090]
由此可见，相比现有技术，本发明提供了一种无需输入电压检测的单相pfc电路及其方法，该电路和方法无需单相pfc输入电压检测电路，通过构建pfc控制的数学模型及算法可以间接推算出输入电压值，降低了变频器的成本，避免了因输入电压检测失效带来的控制失灵甚至器件损坏，降低变频空调pfc电路的成本，大大提高了pfc控制的可靠性。同时，使用本发明的算法计算简洁，代码量少，可以降低pfc尤其是高频pfc的运算代码，适合于数字化控制。
[0091]
上述实施方式仅为本发明的优选实施方式，不能以此来限定本发明保护的范围，本领域的技术人员在本发明的基础上所做的任何非实质性的变化及替换均属于本发明所要求保护的范围。