一种RFID抗干扰解调器的制作方法

本发明涉及电子设备技术领域，尤其涉及一种rfid抗干扰解调器。

背景技术：

随着rfid电子标签(射频识别技术)在智能交通、网联网、门禁安全等领域应用越来越广泛，对rfid标签性能的要求也不断提高。

目前rfid电子标签中的解调器普遍采取将包络信号与参考电平经比较器处理的方式进行解调，参考电平取包络信号高电平的一定比例值；但是在干扰信号强度过高的时候就会出现参考电平(高电平的一定比例值)低于包络信号的低电平的情况，此时比较器只能输出固定电平而导致解调器输出误码，解调深度通常在100％～40％之间，使得存在干扰时解调深度不够导致解调失败。所以在实际应用中rfid标签面临着各种频段信号的干扰，对rfid电子标签电路中的解调器提出了抗干扰能力提出了挑战。

同时在射频输入功率很低的条件下，如何保证rfid标签能正常工作以确保通信距离也是一个问题，如rfid标签在实际应用中受到复杂电磁环境干扰，例如超高频(900mhz)rfid标签面临880mhz、930mhz无线通信频率的干扰，严重影响rfid标签的通信距离。因此，rfid电子标签中的解调器必须具备低功耗、高灵敏度和抗干扰能力强等要求；而如何解决现有rfid标签中解调器存在的缺陷是现阶段急需解决的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种rfid抗干扰解调器，解决了rfid解调器在存在干扰时解调深度不够和在射频输入功率很低时不能正常解调导致灵敏度低的问题。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种rfid抗干扰解调器，它包括依次连接的包络提取电路、低通滤波电路、双输出射随器和迟滞比较器，双输出射随器包括运算放大器电路和两路单管射随器结构：运算放大器电路输出端连接负输入端，形成闭环射随器，再通过差分输出端与两路单管射随器结构连接；

第一单管射随器结构包括依次串联的多个mos管组成的第一单管射随器以及与第一单管射随器串联的mos管m10，差分输出端连接到第一单管射随器中所有mos管的栅极；

第二单管射随器结构包括依次多个串联的mos管组成的第二单管射随器，以及与第二单管射随器结构并联的mos管m11，差分输出端连接到第二单管射随器中所有mos管的栅极；

两路单管射随器串联的mos管数量不同使得静态输出电平不同，进而实现同时输出极性相反的两路错位互补的包络信号。

所述运算放大器电路包括差分输入放大管m20和m21，m14和m15构成的反相器，以及m18和m19组成的电流镜结构；

m4和m5采用二极管连接方式分别连接到m20和m21的漏极上作为运算放大器的负载；m19的漏极连接到m20的栅极构成负反馈结构；

反相器的输出端连接依次串联的m17和m16，m16的漏极连接到m20和m21的栅极上实现整个电路工作状态的控制。

第一单管射随器包络依次串联的m12、m22和m24，m20的漏极与m12、m22和m24的栅极连接，m24的源极与m10的漏极连接；

第二单管射随器包括依次串联的m13和m29，m21的漏极与m13和m23的栅极连接，m23的源极与m11的漏极连接；

m5和m10组成电流镜结构以及m4和m11组成电流镜结构分别驱动第一单管射随器和第二单管射随器产生错位互补的包络信号。

在m4栅极和m18漏极之间连接有多个mos管以串联方式形成长沟道nmos管；在m5的栅极和m19的漏极之间连接有多个mos管以串联方式形成长沟道nmos管。

所述包络提取电路包括第一整流电路、第二整流电路、第一直流阈值消除电路和第二直流阈值消除电路；

第一整流电路与第二整流电路连接，实现包络信号的提取；

第一直流阈值消除电路与第一整流电路并联，以实现第一整流电路中整流管的阈值消除；第二直流阈值消除电路与第二整流电路并联，以实现第二整流电路中整流管的阈值消除。

所述第一整流电路包括耦合电容c0和c1以及mos管m3，c0和c1并联在m3的栅极和漏极之间；m3的源极与m4的漏极连接；

所述第二整流电路包括耦合电容c2和c3以及mos管m4，c2和c3并联在m4的栅极和漏极之间；

第一直流阈值消除电路包括多个mos管串联形成的长沟道nmos管，且采用二极管连接方式并联在m3的栅极与漏极之间；

第二直流阈值消除电路包括多个mos管串联形成的长沟道nmos管，且采用二极管连接方式并联在m4的栅极与漏极之间。

所述包络提取电路还包括mos管m0和m1组成的电流镜结构，m1通过一采用二极管连接的m2连接到m4的源极；

以及mos管m6～m12组成的电流镜结构，m6～m11串联等效为长沟道nmos与m12连接，以降低m12的漏极电流，m12的漏极连接到m3的漏极上。

所述包络提取电路还包括由mos管m25～m29组成的电流镜结构，m25的漏极与m0和m1组成的电流镜结构连接，m26的漏极与m6～m12组成的电流镜结构连接，m27的漏极与第一直流阈值消除电路连接，m28与第二直流阈值消除电路连接，以为各个直流通路提供偏置电流，m29为m25～m28提供参考电流。

所述迟滞比较器包括输入放大管p0和p1，mos管n0和n1采用二极管连接方式分别连接到p0和p1的漏极作为等效负载；

mos管n2和n3串联，mos管n4和n5串联，n2～n5构成电流镜结构；p0的漏极连接到n2和n3的连接点，p1的漏极连接到n4和n5的连接点，使n2～n5实现正反馈。

所述迟滞比较器还包括p9和n8构成的反相器，p13和n9以及p14和n10构成的两级反相器；

p13和n9以及p14和n10构成的两级反相器与n5的漏极连接，对解调信号进行整形并增加驱动能力；

p9和n8构成的反相器与开关管p10连接，并通过开关管p10确保解调器不工作时输出端为高电平。

本发明的有益效果是：一种rfid抗干扰解调器，双输出射随器采用错误失配设计，确保rfid发送载波时解调器保持高电平不变避免输出误码；两路射随器结构输出极性相反的两路相对错误的包络信号，避免传统解调器因为其包络信号与其参考电平在有邻近频率干扰时造成的解调误码问题，使其具有很强的抗干扰能力，解调深度范围为100％～10％。

另外，包络电路利用直流阈值消除技术以补偿包络提取电路中的整流管的阈值消除，使得包络提取电路在射频输入功率很低的条件下(小于-20dbm)能够正常的提取出射频载波的包络信号，同时消耗很低的射频功率，提高了整体的灵敏度；且迟滞比较器相对于传统比较器所产生的功耗更低。

附图说明

图1为rfid抗干扰解调器的电路结构图；

图2为双输出射随器的电路结构图；

图3为迟滞比较器的电路结构图；

图4为传统rfid解调器电平原理波形图；

图5为本发明rfid解调器电平原理波形图；

图6为传统rfid解调器解调深度很深和很浅的包络检波电路的输出信号图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1和图2所示，一种rfid抗干扰解调器，它包括依次连接的包络提取电路、低通滤波电路、双输出射随器和迟滞比较器，双输出射随器包括运算放大器电路和两路单管射随器结构：运算放大器电路输出端连接负输入端，形成闭环射随器，再通过差分输出端与两路单管射随器结构连接；包络提取电路输入端采用差分射频输入结构与rfid标签天线相连接；

第一单管射随器结构包括依次串联的多个mos管组成的第一单管射随器以及与第一单管射随器串联的mos管m10，差分输出端连接到第一单管射随器中所有mos管的栅极；

第二单管射随器结构包括依次多个串联的mos管组成的第二单管射随器，以及与第二单管射随器结构并联的mos管m11，差分输出端连接到第二单管射随器中所有mos管的栅极；

两路单管射随器串联的mos管数量不同使得静态输出电平不同，进而实现同时输出极性相反的两路错位互补的包络信号。

进一步地，运算放大器输出端out接负输入端inn，形成闭环射随器；正输入端接低通滤波电路的输出端(r4与c5的连接点)，包络信号由正输入端inp输入后经运算放大器的差分输出端取出，再经双单管射随器后形成错位互补包络信号，两路单管射随器采用错位失配设计方式，确保阅读器(rfid)发送纯载波时解调器保持高电平不变，避免输出误码。同时输出两路极性相反的两路相对互补信号，避免传统解调器因为其包络信号与其参考电平在有邻近频率干扰时造成的解调误码问题。

m20、m21是运放的差分输入放大管，m4、m5采用二极管连接方式作为运算放大器的负载。m0～m3串联形成长沟道nmos管，以降低该支路的工作电流，与m4和m11一起构成电流镜结构；m6～m9串联形成长沟道nmos管，以降低该支路的工作电流，与m5和m10一起形成电流镜结构；m18作为m0～m3的负载，m19作为m6～m9的负载，m18与m19构成镜像电流结构，为m19提供直流工作点；输出端口out接回负输入端inn(即m20的栅极)构成射随器，并接入图1中m5的栅极，构成负反馈结构以控制包络信号电平的高低；由m20、m21的漏极输出端提取出差分包络信号，分别连接到单管射随器m12、m13的栅极；m10、m11分别与m12、m13、m22、m23、m24构成单管射随器结构，同时m10、m11分别与m5、m4形成镜像电路结构，驱动m12、m13、m22、m23、m24产生错位互补的包络信号(两路射随输出串联的nmos不同，使得静态输出电平不同)。m16为差分输入电路m20、m21提供偏置电流，m14与m15构成反相器控制开关管m16进而控制整个电路的工作状态。

m0～m24与c0～c4构成了包络提取电路，m3、m4作为包络提取的整流管，消除其阈值电压可以大幅度灵敏度；耦合电容c0～c3与m3、m4一起构成包络提取电路的核心结构，c0、c1和m3构成一节整流结构在射频信号前半周期充电，c2、c3和m4构成另一节整流器结构在射频信号的后半周期充电，两组整流电路在射频信号周期中交替工作实现包络提取。

m0与m1构成电流镜，m0由多个nmos管串联成等效长沟道nmos以减小m1的漏极电流，在低功耗条件下大幅提高m0的vgs(栅极相对于源极的电压)，驱动m1进入线性区(此时m1的vds≈0)，使m4的输出端消电压为m2的vgs，m2采用二极管连接，使得静态条件下m4的输出端电压高于m3输入端电压。同时由于m1、m2、m12的存在使得，射频信号在-vpp～vpp之间变化时，m3和m4的充放电通路保持畅通。而在大信号情况下由于m0和m1构成的电流镜作用，限制m3上流过的最大电流，避免m4漏端输出的强信号直接驱动二极管m3，导致电流过大，损毁电路。

在m1的漏极与m4的源极之间串联一个二极管连接的nmos管m2，为整流器m4提供工作点与直流通路。m6～m12构成电流镜，m6～m11串联等效为长沟道nmos以降低m12的漏极电流，为整流管m3的漏极提供工作点与直流通路。m6～m12所有nmos尺寸相同，便于减小失配。m6～m11等效为一个长沟道nmos，在低功耗条件下提高足够大的vgs驱动m12。m13～m18串联等效为长沟道nmos管，采用二极管连接方式并联在m3的栅极与漏极之间，为整流管m3提供阈值消除。由于电路要求低功耗(na级)，单个nmos管的vgs较小，所以采用多个nmos管串联的方式等效为一个长沟道nmos管，提高vgs为m3提供足够的阈值消除电压；同时m13～m18中的每个nmos与m3尺寸相同，便于实现减小失配。m19～m24串联等效为长沟道nmos管，采用二极管连接方式并联在整流管m4的栅极与漏极之间，为整流管m4提供阈值消除。由于电路要求低功耗(na级)，单个nmos管的vgs较小，所以采用多个nmos管串联的方式等效为一个长沟道nmos管，提高vgs为m4提供足够的阈值消除电压；同时m19～m24中的每个nmos与m4尺寸相同，便于实现减小失配。

m25～m29为电流镜结构，inbi为电流镜的输入镜像电流，m25～m28分别为包络提取的电路的各个直流通路提供偏置电流；m29为镜像mos，为m25～m28提供参考电流，同时也为双输出射随器和比较器提供参考电流。m25～m29将各条支路电流均限制在na级(例如＜50na)，降低电路直流功耗。c4作为包络提取电路中两级整流电路的负载电容，滤除包络信号中的射频杂波。r4和c5构成低通滤波器，滤除包络信号中的高频杂波。m5的栅极接射随器的输出端与负输入端，形成反馈环路控制将包络信号的电平控制在双输出射随器输入端工作范围内。

如图3所示，p0、p1为比较器的输入放大pmos管，nmos管n0、n1采用二极管连接方式作为等效负载；n2与n3串联，n4与n5串联，n2～n5构成电流镜结构，与n0、n1一起构成比较器的核心负载电路；p0、p1的输出端分别于n2、n3和n4、n5的连接点接入，使n2～n5实现正反馈功能；n6为共源极放大器，其负载为p12；p12为p11栅极提供直流工作点，p11的源极与n5的漏极相连，形成n4、n5的反馈网络；p2、p3、p4三个pmos为电流源，其栅极接图1中的inbi构成电流镜结构；p13、p14与n9、n10构成两级反相器，对解调信号进行整形并增加驱动能力。p5与n7构成反相器，控制开关管p6、p7、p8以及p9、n8，进而控制比较器的工作状态。p9、n8构成反相器，控制开关管p10，确保解调器不工作时使输出端为高电平。

本发明的解调器通过将mos设置与亚阈值区域工作实现低功耗；传统比较器在亚阈值区域工作时由于工艺角影响增益偏差较大，在芯片收到射频干扰时解调可能出现解调出错(毛刺)，为提高解调的准确性需要提高mos过驱动电压，因此功耗也较高。同时因为没有迟滞窗口电压，其抗干扰能(已产生毛刺)弱于本发明的迟滞比较器。

如图4和图5所示，由包络信号的高电平v2的一定比例η*v2(0<η<1)产生参考电平，将包络信号与参考电平由比较器进行比较输出解调信号；v＝v2>η*v2时输出高电平，v＝v1<η*v2时输出低电平。但是在射频信号受到强烈干扰时包络信号低电平上升(及v1升高)，出现η*v2<v1时，比较器输出保持高电平，解调失败。而本发明提出的rfid抗干扰解调器的包络信号产生互补比较电平，由比较器进行比较输出解调信号，解决了传统rfid解调器抗干扰能力不足的缺点。

如图6所示，其中a图是调制深度很深时的包络检波波形，此时采用传统解调电路原理v2>η*v2>v1，后级电路原理如图4，解调正确；b图是调制深度较浅时的包络检波波形，如果仍然采用传统解调电路则会出现η*v2<v1，则会解调错误；若采用图5所示解调原理，由图6中的包络信号(a图、b图均可)经过本发明的图2所示电路产生互补的信号v2和v1(图5中的v2和v1并不与图4和图6中的v2、v1直接相等)，提供给后级比较器进一步处理，则可顺利解调。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。