专利名称：：使用导频码补偿多径干扰的制作方法
技术领域：
：本发明普遍涉及用于使无线电信号的多径和同时播送[simulcast]干扰效应最小化的装置和方法，尤其涉及使用导频码确定传播对被接收的无线电信号之影响的装置和方法。无线电信号易于遭遇几种严重损害接收机端信号强度的传播现象。如果信号被建筑物或者其它人造或自然表面反射，沿袭另一条长于直达信号路径的反射信号到达接收机端，可与直达信号反相，所导致的两路或多路信号间的干扰使接收端信号强度减弱。这种现象为多径干扰。有关的另一类型干扰出现于同时播送寻呼系统中，特征在于同一信号被多个发射机广播。由于传播距离、进而信号相位可大不相同，来自不同发射机的接收信号相加将产生有害的干扰，置于发自两个或多个发射台完全一致的信号相重叠之区域中的接收机，将会面临总接收信号的减弱。因此，同时播送干扰与多径干扰具有相似的效果，但前者涉及来自不同发射机之信号间的干扰，后者涉及来自同一发射机而沿袭不同路径之信号间的干扰。另外，由于实际上不可能精确设定转发站叠加信号之RF载波频率，同时播送寻呼系统中接收机还面临一种附加的失真问题，这在由单一发射机发送之信号所产生的多径干扰中是不明显的。在平衰落中，接收信号的频率响应平坦，仅有增益和相位起伏。平衰落代表可使接收信号减弱的另一种现象。然而，平衰落发生时仅涉及来自单一发射机的信号，且该信号不经过反射直接传播至接收机。为缓解接收机端的多径干扰效应，有时采用多重级别低波特率传输。该技术试图采用致使所接收的多径信号的相对时间/相位差相对小于数据波特率的方法，使多径失真效应最小化。这一方法最主要的缺点在于其对数据速率的限制，从而导致系统性能低劣。进一步地，即便在接收信号相对较强时，比特差错率(BER)亦受影响，加之多重级别上的信号调制须将信号分入不同的子频带，这将增加处理器的负担。多重级别低波特率调制技术的应用在一份于1991年11月12日递交FCC的申请“MTELPetitionforRuleMakingtoAllocateFrequenciesforNewNationwideWirelessNetworkServices”中作了讨论。应用于减小多径干扰效应的另一项技术是使用均衡器，包含在动态变化条件下力图快速跟踪和收敛的快速Kalman均衡器。但是，在以前该项技术尚未被建议用于同时播送系统。传统均衡器对失真的自适应相对较慢，在正确收敛之前引入较高的BER。尽管快速Kalman均衡器可以减轻这一问题，但是该器件中使用的算法在运算上如此复杂以致于须背负重大的处理负担。Kalman均衡器使用的算法亦有些不稳定。事实上，当多径失真引起快衰落时，均衡器趋于不稳定，更有可能失效。教科书DigitalCommunications，2ndedition，byJ.Proakis，McGrawHillin1989[《数字通信》，第二版，J.Proakis著，McGrawHill1989年出版]，在第6章的519至693页中描述了该目的下的均衡器应用。应用导频码辅助调制(PSAM)使平衰落效应最小化在已有技术中是人所共知的，将其用于移动接收机更为有效。多篇文献描述应用导频码如何能够实质性地减小由平衰落引起的BER，包括，例如，J.K.Cavers著，“AnAnalysisofPilotSymbolAssistedModulationforRayleighFadingChanaels”，IEEETransactionsonVehicularTechnology，第40卷，第4期，1991年11月，和L.Moher，J.H.Lodge著，“TCMP-AModulationandCodingStrategyforRicianFadingChannels”，IEEEJournalonSelectedAreasofCommunications，第7卷，pp.1347-1355，1989年12月。该技术在被发送的每一帧信号中使用单一的导频码。这些文献仅讨论了导频码关于减小来自单一发射机位置且沿袭直达路径的单一射线之衰落的应用，而未讲授或建议导频码如何应用以解决多径和同时播送干扰问题。N.Lo，D.Falconer，A.Sheikh所著文献“AdaptiveEqualizationandDiversityCombiningforaMobileRadioChannel”，Proc.IEEEGlobecom’90，1990年12月，揭示了一个数字蜂窝无线电系统，该系统使用联合自适应决策-反馈均衡器和分集组合器，以缓解速率高达100Hz的Doppler衰落。如其所揭示的，对信道冲击响应的当前估计进行插值，所插之值提供给数据块中相继的数据码，以补偿信道冲击响应随时间的变化。这一技术规定在每块数据之前发送一串预先设定的导频码，并对对应每个数据块之前以及之后导频码的信道冲击响应进行插值。插值力图使相对较快的Doppler衰落对数据的效应最小化。然而，因为实施插值过程时没有考虑信道特性，诸如接收信号的相对强度，Doppler衰落频率，干扰信号间的传播延迟差，干扰信号的频率偏移，以及接收信号的信噪比等，这一处理仅有限地提高了系统性能。因而，所述文献所揭示的方法不能在信号衰落之极端条件下为信道提供最优补偿。相应地，显而易见的是补偿多径和同时播送干扰是必要的，它可实现高速数据传送。已有技术之系统或受限于低数据速率，或BER过高，或需要过多的处理，或不能对衰落问题提供最优的缓解。依据本发明，一个无线电系统被定义，旨在补偿接收机以数据帧形式发自至少一个发射机并传播至接收机的信号传播之衰落。这个无线电系统包括导频码发生装置，与该系统的发射机连接，以提供预先设定的一串导频码——在被发射的每一个数据帧内。分离装置，与接收机连接以输入接收信号，分离每一帧数据中的导频码串与数据码串，产生一个包括导频码串的导频码信号以及一个包括数据码串的数据信号。延迟装置，连接以接收上述数据信号，延迟来自当前帧的数据信号直至接收到来自随后至少一帧的导频信号之后，产生一个延迟数据信号。导频码信号处理装置，连接以接收上述导频码信号，被规定对应所接收到的每一帧信号中的导频码串，确定一个估计信道冲击响应。插值滤波器装置，连接以接收对应所接收到的每一帧数据之信道冲击响应估计，包含存储装置，用以存储由其前至少一帧信号估计出的信道冲击响应。插值滤波器装置在当前帧与前若干帧之间对信道冲击响应插值，作为预先设定的信道特征的函数，对应帧中的每一个数据码确定一个插值信道冲击响应。解码装置，连接以接收上述插值信道冲击响应和上述延迟数据信号，作为插值信道冲击响应和延迟数据信号的函数，恢复发至接收机的数据，因而，实质上对任何衰落和干扰进行补偿。分离装置更可取地包括计时装置，该计时装置作为预先设定的时间段之函数——在该时间段中每一帧的导频码串在时间上出现于接收信号中，提取出每一帧中的一个部分以获取导频码，并随后提取每一帧时间上的剩余部分以产生数据信号。进一步，分离装置，延迟装置，导频码处理装置，插值滤波器装置和解码装置更可取地包括一个数字信号处理器。解码装置从一个由数据向量的可能值构成之集中，在对该集中每一向量求表达式D[S]的值后，通过确定表达式最小值，选取一数据向量[S]，该表达式定义为D([S])=Σi=L+1M-L-1|r(i)-[S(i)][W(i)]|2]]>其中r(i)为所接收的第i个数据码，[W(i)]为对应第i个接收码的插值信道冲击响应，M为每一帧中的数据码和导频码总数，L为接收信号的信道冲击响应持续时间。请注意，在该说明书和权利要求中使用记号[X]以表示X为向量或矩阵。在因至少有两个信号沿袭不同传播路径至接收机而产生衰落的情况下，插值滤波器装置包括矩阵运算器装置，用以作为表示预先设定的信道特性的向量与由所接收到的导频码导出的信道估计向量之矢积的函数，确定插值信道冲击响应。解码器装置更可取地包括一个Viterbi解码器，更可取地执行一个减复杂度的解码器算法。同样，最佳实施例中，插值滤波器装置用及预先设定的信道特性，包含Doppler衰落频率，接收机端干扰信号的相对强度，干扰信号间的传播延迟差，干扰信号间的频率偏移，以及接收信号的信噪比。这些预先设定的信道特性是基于衰落和接收信号间干扰的最坏情况方案选取的。本发明的另一方面是补偿接收机以数据帧形式发自至少一个发射机而传播至接收机的信号传播衰落之方法。该方法包括与包括上述电路的元件之功能大体一致的诸步骤。参考以下的详细说明并结合附图，一旦被更好地理解，本发明之以上各方面以及伴随而来的诸多优势将更易于鉴赏，其中图1是一个无线电系统示意图，其中接收机接收一个直达和一个反射信号，引起多径干扰和衰落；图2是简化的同时播送无线电系统示意图，其中接收机接收来自不同发射机的同时播送的信号，因而面临同时播送干扰和衰落，其起因在于沿袭不同长度路径的信号之叠加，以及信号的频率可能略有差异；图3是将本发明具体化以补偿接收机端无线电信号间干扰和衰落的无线电系统中的发射机和接收机方框示意图；图4是描述被发送的无线电信号中干扰和衰落的原理图；图5是调制系统的离散时间模型图，显示一个接收信号(数据向量[S(k)]和信道状态向量[H(k)]，以时间T为间隔抽样)；图6是显示每一帧接收信号中导频码和数据码之间关系的示意图；图7为流程图，显示为使导频码与数据码一起包含于被调制和发射的每一帧信号中而在发射机端采取的步骤；图8为流程图，描述为恢复易于遭遇衰落和干扰的接收信号而在接收机端实行的逻辑步骤；图9同样采用导频码补偿衰落和干扰的已有技术之系统中，不同均方根延迟下BER随信噪比变化曲线；和图10本发明中，不同均方根延迟下BER随信噪比变化曲线。如同在发明背景所述的，一个无线电接收机易于遭遇几种类型的衰落和干扰。平衰落发生于直达信号在接收机端时强时弱时。另外两种衰落归因于多个信号的干扰，包含分别由图1和2中的原理方框图20和32所示出的多路和同时播送干扰。在原理方框图20中，发射机22从天线24发送一个RF信号，该信号沿路径td直接传播至与接收机30连接的天线28。此外，发自发射机22的信号亦沿路径tr传播并被人造物体，如建筑物，或自然物体，如山岳26反射。反射信号则沿路径tr′向接收机30端的天线28传播。沿路径tr′传播的信号与沿路径td传播的直达信号可产生干扰，这取决于信号在天线28处的相位关系。由于直达信号和反射信号所沿袭路径的长度不同，两信号间将产生相移和增益变化。如果直达信号和反射信号180°反相，接收机30的解调信号将产生最大的衰落。类似地，如图2中原理方框图32所示出的，第一同时播送发射机22a和被提供相同输入信号的第二同时播送发射机22b分别沿路径tda和tdb向接收机30端的天线28发送一致的线性调制RF信号，这些名义上完全一致的RF信号各自所传播的距离，以及两信号频率上的任何微小差别均能够在天线28处引起相差，该相差贡献于被接收机30解调的信号之衰落，这与图1所示例中信号的多径干扰和衰落极为相似。更进一步地，尽管没有特别示出，平衰落和多径干扰可与同时播送干扰结合，进一步加剧接收机30端的衰落问题。本发明的最佳实施例在一个应用中被揭示，特征在于它被用于恢复接收机端易于遭遇以上三种衰落的同时播送寻呼数据。该方法特别适用于线性调制，例如在16相正交调幅(16QAM)系统中。在描述本发明的设备和所实行的方法时，采用双射线[two-ray]模型，其中每条射线设为独立的Rayleigh衰落，因为该信道模型被TelecommunicationsIndustryAssociation(CIA)[电信工业协会]指定，用于NorthAmericanDigitalCellularSystem[北美数字蜂窝系统]性能评价。基于该信道模型，设s(t)为所发送的复包络，相应的基带接收信号r(t)则被下式确定为r(t)＝f(t)s(t)+g(t)s(t-d)+w(t)(1)其中，f(t)，g(t)和w(t)均为独立的复高斯过程，d是两传播路径的相对延迟。特别地，如图4所示，f(t)和g(t)表示衰落，w(t)表示信道加性白高斯噪声(AWGN)。该图中，由直线120表示的复包络s(t)沿分离路径122和124传送，两路径分别在乘法器块126和128处遭遇衰落过程f(t)和g(t)。沿路径130传送的受到衰落影响的信号在接收端天线处与其它信号相加(表示为信号在加法器140中相加)，包含通过受到方块134表示的延迟d作用的路径132的信号。所获的延迟信号通过路径136，与通过路径130的信号和由w(t)——被表示为输入信号并由直线138传送——表示的AWGN相加。加法器140将上述信号结合，为接收机30提供一用于解调的接收复包络r(t)，由直线142表示。本发明提供用于处理接收信号r(t)，以恢复原始发送数据的电路和方法，不然，因接收信号间的衰落和/或干扰，原始发送数据将易于蒙受大的BER和发送信息的丢失。现在转到图3，依据本发明补偿衰落和干扰的无线电系统普遍性地图示于参考数38。无线电系统38包含一个接收机40和一个或多个发射机42(图3中仅示出一个发射机)。发射机42包括一个数据源44，它产生一连串的即将发向接收机40的数据码。另外，导频码发生器46产生一连串的导频码，导频码被编组成块后先于由数据源44产生的数据码串被发送。导频码块后跟随数据码串构成一帧发射信号。图6描述有M(总数)个码的示例帧(170)，包含(2L+1)个导频码174，从P(-L)排列到P(L)，和(M-(2L-1))[应为(M-(2L+1))]个数据码172。每一个相继帧178(下一个相继帧仅有部分示于图6中)类似地包含有(2L+1)个导频码的块174和有(M-2L-1)个数据码的串172。数据源44的波特率等同地用于数据源44和导频码源46，以便发射具有M个码之相继帧的总体波特率实质上为一常数。数据源44通过连线48与由一计时器(或计数器)52控制的逻辑开关54连接。作为每一帧码总数M和每一帧中导频码174和数据码172相对个数，计时器52转换逻辑开关54的状态，在数据源44和导频码发生器46之间选取，确定被发送的相继帧各部分中码的类型。被选码从逻辑开关54传送至编帧块56，它编排即将发送的具有M个码的一帧。每一个相继帧178通过连线58被顺序地传送至发射机42中的调制器60中。调制器60将载波与含有数据码和导频码的信号调制，所产生的调制信号通过连线62传送至与发射天线66相连接的发射机功放64。包括导频码和数据码的调制帧从发射天线66辐射。在图3中“闪电符号68”图示的Rayleigh衰落信道1表示由接收天线72最终接收的信号所面临的衰落效应。类似地，同时播送Rayleigh衰落信道2(由“闪电符号”70表示)表示由发自另一个发射机和/或发自发射天线66的信号被人造或自然物反射后所面临的衰落效应。这两个Rayleigh衰落信道间的干扰将产生大的衰落，使得传统接收机恢复发射数据码产生困难。然而，接收机40包含利用由导频码发生器46和发射机42所产生的导频码之电路，用以恢复被衰落和干扰改变了的数据码，从而给予这些本不希望有的效应实质性的补偿。接收天线72连接接收机解调器74，它对信号r(t)进行解调，产生解调信号rk。解调信号rk通过连线76输入电路36。在最佳实施例中，电路36包括一个数字信号处理器。连线76上的解调信号被传送至逻辑开关80，它被一个与每一个发射机42中的计时器52同步(至少在确定每一帧的持续时间以及每一帧中分别包括导频码和数据码之部分的意义上)的计时器(或计数器)78控制。计时器78使逻辑开关80将所接收到的解调信号中的导频码部分转向连至信道估计器96的连线86，将每一帧中的数据码部分转向连至延迟块84的连线82。如此，逻辑开关80分离所接收到之每一帧中的导频码与数据码。在最佳实施例中，延迟块84将相继帧的数据码延迟K/2帧数据。这一延迟将能够完成对估计信道冲击响应的插值，该插值将用于每一帧中相继的数据码，以补偿快衰落(快衰落定义为发生于超过100Hz以上的频率)，以及为同时播送信号提供80μs以上的均衡，这一点将在以下讨论中阐明。当相继帧中数据码被延迟块84延迟时，信道估计器块96处理当前导频码以导出对应当前2L+1个导频码的信道冲击响应估计，它将与对应后续及前置帧中相应的2L+1个导频码的信道冲击响应估计一起使用。对应当前帧的信道冲击响应估计通过连线98传送至缓冲区100的存储器中。缓冲区100存储K个信道冲击响应估计，它们通过连线102输入插值器92。插值信道冲击响应估计通过使用上述K个信道冲击响应估计来确定，包含由前置帧估计所得的K/2个信道冲击响应估计和由当前帧及后续帧估计所得的K/2个信道冲击响应估计。由延迟块84延迟的信号随后用插值信道冲击响应估计处理，以恢复易于遭遇衰落的数据码。插值器92执行一个相对直接的插值操作，以在恢复数据码时得到更高的精度。最优条件下，接收信号可能遭遇相对慢的衰落。慢衰落条件定义为用于一帧中每个数据码的信道冲击响应估计在该帧持续时间内大致为一常数。然而，衰落速率达到和超过100Hz相当普遍，致使用于一帧中靠前数据码的信道冲击响应估计与即将用于该帧中靠后数据码的信道冲击响应估计有实质的不同。为适应快速变化的信道估计并使从快衰落中所接收的信号中恢复的数据BER最小化，将信道冲击响应估计的插值用于每一帧持续时间内的数据码便显得十分重要。最简单的情况下，对应帧中紧接被处理的数据码之前和之后的导频码的信道冲击响应估计，可被用于对应该帧中每一个数据码进行信道冲击响应估计插值。但是，利用得自被处理数据码之帧之前和之后两帧或三帧的信道冲击响应估计，可以得到实质上更低的BER。不同于以上所讨论的已有技术之系统，本发明中的插值器92使用预先设定的信道特性，旨在获得一个恰如其分的插值信道冲击响应估计，以用于被处理帧中每一个数据码。这些预先设定的信道特性包含信道Doppler衰落频率，接收机40端干扰信号的相对强度，可能相互干扰的接收信号间的传播延迟差，干扰信号间的频率偏移(更可能出现于同时播送寻呼系统中，因为每个同时播送发射机的频率可以微小偏移于系统中其它同时播送发射机的频率)，以及接收信号的信噪比。理想地，称心如意的是对信道特性基于实时地确定或测量，以便插值器92利用正在讨论中的具体特性的当前值。当前技术下，这样的信道特性实时确定在经济上是不可行的。然而，一旦成本上无所顾虑，信道特性可采用比本最佳实施例中所构思的更为快的、更为昂贵的处理器，实时估计上述信道特性。相应地，本最佳实施例中代之而采用预先设定的这些所用到的信道特性之最坏情况值，以确定用于被处理帧中每一个数据码的插值信道冲击响应估计。插值过程更进一步的细节将在以下揭示。插值器92通过连线104与解码器106连接。解码器106将由插值器92确定的插值用于正在被处理的延迟数据值，因而通过补偿干扰或衰落恢复原始发送数据。假使原始发送数据为模拟数据，取代解码器106输出连向数据块110的连接，而连向一个数-模转换器(DAC)112以便其接收解码数据。如方块116所指示，DAC112将数据转换为模拟信号，通过连线114输出。衰落过程在很大程度上是信道特性的函数。因此，如以上所解释的，本发明在确定插值信道冲击响应估计以便将其用于数据信号时，考虑了信道特性。以下篇幅解释这些信道特性如何进入上述过程。返回参看图4，两衰落过程f(t)和g(t)的自相关函数由以下两式表示R_ff_(t′)＝P_ffJ(2πFdt′)exp(j2πFlt′)(2)R_gg_(t′)＝P_ggJ(2πFdt′)exp(j2πF2t′)(3)其中P_ff和P_gg为两随机衰落过程的方差(相当于功率)，Fd为最大或最坏情况的Doppler频率，J(2πFdt′)为0阶Bessel函数，t′为自相关函数的变量，F1和F2是两接收信号的频率偏移(相对于接收机)。与双射线模型相联系的归一化均方根延迟零散为S=ba1+a-----(4)]]>其中a为功分比，由下式确定a=P_ffP_gg-----(5)]]>公式(4)中b的值为归一化相对传播延迟，定义为b=dT-----(6)]]>其中T为码间距(即1除以波特率)。根据TIASpecifacationForADigitalCellularSystem[TIA数字蜂窝系统规范]，调制方案应能处理至少20微秒的均方根延迟零散。假设这个系统的波特率约为25千波特，由公式(4)定义的零散因子S应等于0.5。如果衰落信道间等功率分配(最坏情况条件)，则调制方案应能处理达到两个码间距2T(相当于同时播送寻呼系统的需求，在那里可能会有100μs的延迟)的延迟差。最佳实施例中，接收机40以相同于发送的波特率对接收信号r(t)抽样。然而，应注意到其它抽样速率(例如发送波特率的整数倍)也可以替换地使用。因为每一信道发生频率选择衰落，接收样本r(k)可写成下述形式r(k)＝[S(k)][H(k)]+n(k)(7)其中[S(k)]＝[s(k)，s(k-1)，....，s(k-L)](8)为第kth个数据向量，s(k)为第kth个数据码，[H(k)]＝[h(k，0)，h(k，1)，......，h(k，L)]＇(9)为第kth个信道状态向量，n(k)为第kth个滤波后的噪声项，L为信道记忆。公式(9)中，[h(k，.)]′的值为一组相关的零均值复高斯变量，其互相关函数由三个参量确定，包含在前边公式(2)和(3)中指出的信道衰落过程的自相关函数，发射机42所发送的脉冲波形，以及抽样情况。图5描述由公式(7)在数学上定义的衰落模型。图5中，调制系统以及由s(k)到s(k-L)的数据码序列衰落过程的离散时间模型由直线156等同，以由代表抽样周期T的方块158做空间分隔的形式出现。由乘法器的方块154表示，每一个数据码乘以h(k，0)到h(k，L)中相对应的系统状态向量元素，所产生的值由直线160表示并与由直线164表示的噪声项一起被加法器162累加，所产生的接收信号r(k)送入连线166。发送一个预先设定的导频码集的目的在于使得能够相对每一个导频码块作出信道状态或信道冲击响应估计。因为发射机在每一帧中发射预先设定的导频码集或块，若将自然接收到的导频码和期望的(预先设定的)导频码加以联系，衰落效应将被明确地指明。如果我们假设信道衰落足够慢以致信道状态向量[H(k)]在相继时间段(0，LT)内实质上为一常数，以及如果忽略噪声项n(k)，则明显地，可以通过由在同一时间段内获得的接收样本所构成的矩阵与倒序的相应数据向量[S(k)]相乘，得到信道状态向量的一个估计。然而，因为确定向量[S(k)]的接收数据样本在这一时间段内尚为未知的，我们必须依赖预先设定的导频码。在最佳实施例中，码总数为M的每一帧中发送总数为2L+1的导频码。对相对的慢衰落信道，M值可相对大一些。作为一个相对较为粗略的准则，M应小于1/(2FdT)。在最佳实施例中，根据经验确定出，FdT等于0.01时，合理的M约为35。然而，在这个衰落速率下，信道响应在上述时间段中有大的变化，即我们已不再是讨论慢衰落。结果一帧中首部的数据码可遇到实质性不同于尾部数据码所遇到的信道响应。所以，势在必行的是，利用得自周围K帧中导频码块的信道冲击响应估计之插值，旨在获得精确的插值信道冲击响应估计以应用于每一帧中不同时刻的相继数据码，这一点将解释于下。当认识到慢衰落并不代表真实世界中典型的衰落条件时，根据慢衰落来龙去脉以对问题作初始考虑仍是有帮助的。对于慢衰落，明显地，在信道记忆L期间导频码矩阵[P]定义为[P]=P(O)P(-1)…P(-L)P(1)P(0)…P(-L-1)…………P(L)P(L-1)…P(0)---(10)]]>[P]的逆记为[Q]＝[P]-1(11)因而，慢衰落下，时间段(0，L)期间的信道冲击响应估计定义为[V]＝[Q][r](12)其中，r[k]＝[r(0)，r(1)，...，r(L)]′，其中，r[k]为接收到的第k个样值。直觉地，预先设定的在每一帧中发送的导频码序列应如此选取，以使得信道冲击响应估计之误差最小化。信道记忆L为1到3时，存在一个“完纯的”导频码序列能使信道冲击响应估计的均方误差最小。然而，即便选取其它非完纯的导频码序列，通过恰当选取导频码序列，上述误差亦可最小化。表1列出当信道记忆长度L为1到6时，两种线性调制的导频码序列。下表所列举导频码所对应的两种调制类型包含π/4相移键控(QPSK)和16QAM。表1<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="746">信道记忆，LQPSK16OAM1(-1，1，1)*(-3，3，3)*2(-1，-1，-1，1，-1)(-3，-3，-3，3，-3)3(-1，-1，-1，1，-1，-1，-1)*(-3，-3，-3，3，-3，-3，-3)*4(-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1)(-3，-3，-3，-3，3，-3，-3，-3，-3)5(-1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，1)(-3，-3，-3，-3，3，-3，3，3，-3，3，3)6(1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1)(3，-3，-3，-3，-3，3，-3，3，3，-3，-3，-3，-3)</table></tables>以上表1中，所列出的最佳导频码序列基于同一块中所有导频码的相位角一致的假定。为避免频谱尖峰，帧与帧之间的导频码相位角应作伪随机形式的偏移。完纯序列(具有最小误差)在表1中用星号标明。在确定表1中的导频码序列时，因为受到发射机40之通过量的限制，长于6的信道长度未予以考虑。如果我们考虑Doppler频率为信令[signaling]频率的百分之0.5之情形，最大帧的大小约为100个码(M)。当L为6时，每一帧中所需的导频码数为13，致使最大通过量为容量的87％。尽管理想地，信道记忆L应至少与系统所用的截断Nyquist脉冲持续时间一样长，然而，这个数太大以致于无法在不造成总效率下降的前提下使用。相应地，应用于现有导频码技术的L应被现实地限制于6或更小。由于没有使用最优的导频码数，采用该项技术而获的对衰落的补偿将略为降质，相应地降低了系统的SNR。由于多数无线电系统特别是同时播送寻呼系统，易于遭受速率接近甚至超过100Hz的快衰落，现有技术采用插值方法，确定用于帧中每一个数据码的插值信道冲击响应估计。更重要地，如以上所注意到的，插值器在执行插值时考虑预先设定的最坏情况信道特性，因而与已有技术相比，产生有实质性改善的应用于被处理帧中每一个数据码的插值信道冲击响应估计。这些最坏情况信道特性通过对信道建模确定。假设一个离散多径传播模型，[H(k)]之协方差矩阵定义为RHH(k,k)=12[H(k)][H(k)]′‾---(13)]]>其中公式(13)上方横线表示统计平均，[H(k)]′为[H(k)]的共轭转置。协方差矩阵HRR(k，k)为4个信道参数的函数，包含Doppler频率(也称衰落速率)，不同传播路径的接收信号强度(多径传播)，各路径的传播延迟差，以及在同时播送信号之不同发射机42所发信号间的频率偏移。另外，公式(13)所定义的函数亦依赖于无线电系统使用的脉冲波形。不同时刻的信道状态向量是互相关的；例如，[H(k)]和[H(m)]的互相关由[H(m)]的共轭转置取代公式(13)中[H(k)]的共轭转置而获得。根据每一帧接收到的导频码，可以导出改变该帧中导频码块的信道状态向量。帧中任何给定数据码处的信道状态向量通过对K(或2N)个由被处理帧之周围帧中导频码块导出的信道冲击响应估计进行插值而获得。对于给定的一组信道特性参数和给定的帧中数据码位置，存在一个最优的插值信道冲击响应估计，这将在以下描述。给定上述条件，其中每一帧有M个码，其中的2L+1个码为导频码，进而假定第一个导频码起始于时刻-L，由第k个导频码块导出的信道冲击响应估计[V(k)]被下式确定为[V(k)]=[E(k)]+Σi=0L[M(i)][H((k-N)M+i)]---(14)]]>其中矩阵[M(i)]，i＝0，1...，L为公式(11)中的[Q]与由0取代矩阵[P]中除第i列以外所有列而获得的矩阵之积。进一步，矩阵[E(k)]为估计中的噪声分量。两信道冲击响应估计[V(k)]和[V(m)]之间的互相关定义为RVV(k,m)=[R(ee)]δ(k-m)+Σi=0LΣj=0L[M(i)]RHH((k-N)+i,(m-N)M+j)[M(j)]′--(15)]]>其中当k＝m时δ(k-m)为单位元素[即1]，[R(ee)]为噪声向量[E]的协方差矩阵，RHH为两信道状态向量间的互相关。如果我们定义[U]等于[H(n)]，其中[H(n)]为时刻n的信道状态向量，[U]和[V(k)]间的互相关被定义为RVU(k,n)=12[V(k)][H](n)′‾=Σi=0L[M(i)]RHH((k-N)+i,n)---(16)]]>以及[U]和信道状态向量[V]=V(1)…V(K)]]>间的互相关由下式给出为[R(vu)]=12[V][U]′‾=Rvu(1,n)Rvu(2,n)…Rvu(K,n)--(17)]]>[V]的协方差矩阵定义为[R(vv)]=12[V][V]′‾=Rvv(1,1)Rvv(1,2)…Rvv(1,K)Rvv(2,1)Rvv(2,2)…Rvv(2,K)…………Rvv(K,1)Rvv(K,2)…Rvv(K,K)--(18)]]>互相关矩阵[R(vu)]和协方差矩阵[R(vv)]唯一确定一个限定插值信道冲击响应估计的最优插值器[F(opt)]，它将由下式示出[F(opt)]＝[R(uv)][R(vv)]-1(19)公式19中，[R(uv)]为[R(vu)]的共轭转置，[R(v，v)]-1为[R(v，v)]的逆，最优插值器的大小为L+1行和K(L+1)列。另外，最优插值器的每一行为信道状态向量的一个对应分量之插值。进一步地，最优插值器特别依赖于数据码位置，因为[R(uv)]是n的函数。对应一帧中数据部分的信道冲击响应由以下矩阵乘积形式得出[W]＝[F(opt)][V](20)其中[F(opt)]为公式(19)中的最优插值器，[V]为信道状态向量。对每一个数据码有一个这样的操作，且如果1.[W(i)]为对应第i个数据码的信道估计；2.r(i)为对应第i个数据码的接收信号；3.[S(i)]＝[s(i)，...，s(i-L)]为公式8中定义的数据向量，则最优解码器将选取能够使以下表达式最小化的数据矢量[S]＝[s(L+1)，...，s(M-L-1)]D([S])=Σi=L+1M-L-1|r(i)-[S(i)][W(i)]|2-----(21)]]>其中r(i)为第i个接收数据码，[W(i)]为对应第i个接收数据码的插值信道冲击响应，M为每一帧中数据码和导频码总数，L为接收信号的信道冲击相应持续时间。执行该功能的最优解码器更可取地为Viterbi解码器，但是一个减复杂度的类型，例如完成M-算法的解码器(如下面所讨论的)被应用于最佳实施例中以便减少所负担的处理。基于上述的理论进展，应很显然地，两不同时刻的信道状态向量的互相关RHH(k，m)依Doppler频率或衰落速率，每一衰落过程的功率或(SNR)，接收信号间的归一化传播延迟差，和两传播路径(同时播送寻呼系统中)的任何频率偏移而定。因为公式19中的最优插值器[F(opt)]依互相关RHH(k，m)而定，应很明显地，本发明中所应用的最优插值器亦依赖于这些预先设定的信道参数。总之，本应用中用做对信道冲击响应进行插值以用于被处理帧中数据码的最优插值器，经考虑信道特性被确定，其确定涉及6个步骤(1)基于发射/接收脉冲波形和多径信道所要求的最大延迟差(受限于处理效率和时间的考虑)，确定离散时间信道的记忆L(1到6中的一个值)；(2)基于所选择的L值，确定一个最优导频码序列，例如采用表1中所列序列之一；(3)利用被选导频码序列，如上所述，确定矩阵[P]，[Q]，[R(ee)]，和[M(i)]；(4)基于所选择的L值，传送所用的脉冲波形，所要求的(或最坏情况)无线电信道的信号传播路径数，和所要求的(或最坏情况)传播延迟差，确定信道状态向量各分量的显式表达式；(5)基于所要求的(或最坏情况)Doppler频率，所要求的(或最坏情况)信号强度在到达接收机之不同射线间的分布，和前一步骤的结果，确定任意两个信道状态向量的互相关，如公式13所示；(6)应用前一步骤计算出的互相关矩阵和第3步骤计算出的矩阵，确定对应给定数据码的最优插值器。为设定用于上述确定最优插值器之过程的信道特性，可用预先设定的条件对信道建模，或通过基于已知信号传播因素的模型确定最坏情况条件。一旦用于确定最优插值器的约束条件或预先设定的信道参数被确定，它们即被存放于DSP36可使用的存储器中，以便被插值器块92使用，作为那些信道冲击响应估计和前置及后续的导频码块的函数，确定恰当的插值信道冲击响应估计以用于每个相继数据码。除由公式20定义的最优插值器之外，多项式插值器亦可用于信道估计。简单地，多项式插值器的次数是用于初始信道估计过程的导频码块数K。因为K依衰落频谱的模型以及最大Doppler频率Fd而定，多项式插值器亦是信道特性的函数。当使用多项式插值器时，信道冲击响应的不同分量被独立地插值。解码器106从数据向量的可能值构成的集中，通过确定以上定义于公式(21)中的表达式D[S]的最小值，为每一个数据码选取一个数据向量。为确定表达式D[S]的最小值，常规地应用传统Viterbi解码器算法。Viterbi解码器的复杂度可以非常高。例如，在上述表达式中，设S(i)为4相(即QPSK调制)以及信道记忆为6位码(L＝6)，Viterbi解码器的状态数为4096(46)，以及每数据码Viterbi解码器需16384(4×46)个平方距离运算。在数据速率为20,000波特时，需要每秒327百万个平方距离运算。很清楚地，实时计算如此多的参数是不可能的。然而，现已发展了几种减小Viterbi算法复杂度的算法。M-算法为这些减复杂度算法之一；该算法仅保留[S]集中的M个状态，对应之，上述表达式被最小化。假设保留128个状态，QPSK仅要求每数据码512(4×128)个平方距离运算。20,000波特数据速率最多要求每秒10.24百万个平方距离运算——现有处理器的一个更为现实可行的处理负担。减少所保留的状态数将进一步减少计算次数，进而算法的处理需求可被裁减到处理器容量之内。Viterbi算法理论上是最优的，在它总是选取具有最小平方误差的集[S]之意义上。相比之下，M-算法是次优的，在它不总是选取具有最小平方误差的集[S]，但M-算法用明显小的处理能力，性能却接近Viterbi算法之意义上。为着这些原因，最佳实施例使用减复杂度的M-算法完成Viterbi解码。作为替代，解码器106可包括一个跟随有一个决策器件的均衡器。本发明的一个最佳候补形式中使用一个决策反馈均衡器。亦构思了应用参考码均衡器取代决策反馈均衡器或与之结合，以实现解码功能。与使用导频码以补偿衰落的已有技术相比，本发明的优势通过对比图9和图10一目了然。图9中，在发明背景中描述的已有技术之系统用于补偿衰落和干扰。在此已有技术之系统中，没有采取基于要求的或最坏情况的信道特性对信道冲击响应估计进行插值之措施。因而，对于两衰落信号之间的均方根延迟零散为25μs，SNR为30dB的情形，预期BER约为1×10-1。相比之下，如图10所示，本发明的BER约为10-5。亦十分明显地，至少在图示所限范围的均方根延迟零散下，与已有技术之系统相反，BER随均方根延迟增大而减小，后者的BER随均方根延迟增大而增大。为编码在相继帧中带有导频码串的传送信号而在发射机42端所采取的逻辑步骤由图7中的流程图190说明。流程图190起始于启始块192，进行至方块194，在那里从输入信号获得一个附加的数据块。在方块196中，一组导频码被附加于数据码形成一帧。该帧随后在方块198中被发射机42调制。决策块200判定是否有多余码，即输入信号是否仍然出现并等待抽样和调制，如果是，则转回方块194输入附加数据。如果否，逻辑进行至停止块202。在图8中，流程图210说明接收机40处理接收信号的步骤，接收信号可能被简单衰落所改变，衰落可起因于多径干扰和/或同时播送干扰。从启始块212逻辑进行至方块214，接收信号在此被解调。自此之后，方块216准备分离每一帧中所接收到的导频码与数据码，产生相应的导频信号和数据信号。在方块218中，数据信号被延迟K/2帧。随后导频码在方块220中被处理以便确定信道冲击响应估计。方块222缓冲存储信道冲击响应估计，提供暂存器，以便能够使用正在被处理数据码之当前帧的前置及后续帧中的导频码，对导频信号进行插值。随后方块224以已述方式对信道冲击响应估计进行插值，以便确定一个恰当的插值信道冲击响应估计，用于被处理帧中的每一个数据码。通过使用上述应被正确地用于该帧中每一个相继数据码的插值信道冲击响应估计，处理被延迟的数据信号，在方块226中数据被解码。决策块228确定是否有剩余码需要处理，如果没有，进行至方块236，在那里处理过程停止。否则，逻辑进行至方块230，它用下一帧数据码更新延迟数据信号。随后，方块232为该帧更新信道冲击响应估计，方块234从接收信号中获得新的需要处理的一帧，从方块216开始。最佳实施例被图解和描述之后将鉴赏到，可以对开本发明做多种改变而不离开其精神和范围。权利要求1.在一个无线电系统中，用于补偿接收机来自至少一个发射机的信号传播之衰落的电路，上述信号以数据帧形式传送至接收机，上述电路包括(a)导频码发生装置，与该系统的发射机连接，以提供预先设定的无线电系统中发往接收机的每一帧数据内的导频码串；(b)分离装置，与接收机连接以输入接收信号，旨在分离每一帧数据中的导频码串与数据码串，产生一个包括上述导频码串的导频码信号以及一个包括上述导数据串的数据信号。上述导频码信号和上述数据信号被彼此分离；(c)延迟装置，连接以接收数据信号，旨在延迟来自当前帧的数据信号直至接收到来自随后至少一帧的导频信号之后。因此，上述延迟装置产生一个延迟数据信号；(d)导频码信号处理装置，连接以接收导频码信号，旨在对应接收到的每一帧信号中的导频码串，确定一个估计信道冲击响应。(e)插值滤波器装置，连接以接收对应每一帧数据的估计信道冲击响应，并包含存储装置，用以存储得自其前至少一帧信号的估计信道冲击响应，上述插值滤波器装置在当前帧与前若干帧之间对信道冲击响应插值，作为信道特征的函数，对应帧中的每一个数据码确定一个插值信道冲击响应。(f)解码装置，连接以接收插值信道冲击响应和延迟数据信号，旨在作为插值信道冲击响应和延迟数据信号的函数恢复传送至接收机的数据，因而，实质上补偿接收信号中的衰落和干扰。2.权利要求1所述的电路，特征在于分离装置包括计时装置，该计时装置作为预先设定的时间段之函数——在该时间段内每一帧中的导频码在时间上出现在接收信号中，为获取导频码提取出每一帧的一个部分，并随后提取每一帧时间上的剩余部分以产生数据信号。3.权利要求1所述的电路，特征在于分离装置，延迟装置，导频码处理装置，插值滤波器装置和解码装置包括一个数字信号处理器。4.权利要求1所述的电路，特征在于解码装置对应每一个数据码从一个由数据向量的可能值构成的集中，在对该集中每一向量求表达式D[S]的值后，通过确定表达式最小值选择一数据向量[S]，该表达式定义为D([S])=Σi=L+1M-L-1|r(i)-[S(i)][W(i)]|2]]>其中r(i)为接收的第i个数据码；[W(i)]为对应第i个接收码的插值信道冲击响应；M为每一帧中的数据码和导频码总数；L为接收信号的信道冲击响应持续时间。5.权利要求4所述的电路，特征在于解码器装置包括一个Viterbi解码器，它最优地选取集[S]。6.权利要求4所述的电路，特征在于解码器装置包括一个Viterbi解码器，它通过执行一个减复杂度形式的Viterbi算法确定集[S]，具有次优的特性。7.权利要求1所述的电路，特征在于衰落起因于至少两个信号沿袭不同传播路径至接收机而产生的干扰，特征在于插值滤波器装置包括矩阵运算器装置，旨在作为表示信道特性的向量与由所接收到的导频码导出的信道冲击响应估计向量之乘积的函数确定插值的信道冲击响应。8.权利要求1所述的电路，特征在于解码器装置包括一个均衡器和一个决策器件。9.权利要求1所述的电路，特征在于上述插值滤波器装置用及选自一个集的信道特性包含(a)Doppler衰落频率；(b)接收机端干扰信号的相对强度；(c)干扰信号间的传播延迟差；(d)干扰信号间的频率偏移；(e)接收信号的信噪比。10.权利要求1的电路，特征在于信道特性是基于衰落和接收信号间干扰的最坏情况方案选取的。11.用于补偿接收机以来自至少一个发射机的信号传播之衰落的方法，上述信号以数据帧形式传送至接收机，包括以下步骤(a)在每一帧传向无线电系统之接收机的数据中，提供一个预先设定的导频码串，每一帧还包括一串数据码；(b)分离每一帧数据中的导频码串与数据码串，产生彼此分离的导频信号和数据信号；(c)延迟来自当前帧的数据信号直至接收到来自随后至少一帧的导频信号之后，因而产生一个延迟数据信号；(d)根据接收信号的每一帧中之导频码串确定一个估计信道冲击响应；(e)存储得自其前至少一帧的估计信道冲击响应；(f)在当前帧和前若干帧之间对估计信道冲击响应进行插值，作为信道特性的函数，确定对应帧中每一个数据码的插值信道冲击响应；以及(g)作为插值信道冲击响应和延迟数据信号的函数，恢复传向接收机的数据。12.权利要求11所述的方法，特征在于从每一帧数据中分离导频码串的步骤包括下述步骤作为预先设定的时间段之函数——在该时间段内每一帧中的导频码在时间上出现在接收信号中，提取出每一帧的一个部分以获取导频码，并随后提取每一帧时间上的剩余部分以产生数据信号。13.权利要求11所述的方法，特征在于衰落起因于至少两个信号沿袭不同传播路径至接收机而产生的干扰，特征在于插值步骤包括下述步骤作为表示信道特性的向量与由所接收到的导频码导出的信道冲击响应估计向量之乘积的函数确定估计信道冲击响应。14.权利要求11所述的方法，特征在于插值步骤包括下述步骤对应帧中每一个数据码确定一个相应的插值信道冲击响应，[W]，定义为[W]＝[F(opt)][V]其中[F(opt)]为一个作为信道特性的函数被确定的最优插值器矩阵，以及[V]为一个从多帧的导频码串导出的估计信道冲击响应之值的向量。15.权利要求11所述的方法，特征在于插值步骤用及选自一个集的信道特性包含(a)Doppler衰落频率；(b)接收机端干扰信号的相对强度；(c)干扰信号间的传播延迟差；(d)干扰信号间的频率偏移；(e)接收信号的信噪比。16.权利要求11所述的方法，特征在于信道特性的值是基于衰落和接收信号间干扰的最坏情况方案预先设定和选取的。17.权利要求11所述的方法，特征在于恢复数据的步骤包括下述步骤对应每一个数据码从一个由数据向量的可能值构成的集中，在对该集中每一向量求表达式D[S]的值后，通过确定表达式最小值选择一数据向量[S]，该表达式定义为D([S])=Σi=L+1M-L-1|r(i)-[S(i)][W(i)]|2]]>其中r(i)为接收的第i个数据码；[W(i)]为对应第i个接收码的插值信道冲击响应；M为每一帧中的数据码和导频码总数；L+1为接收信号的信道冲击响应持续时间。18.权利要求17所述的方法，特征在于[W(i)]等于最优插值器矩阵[F(opt)]和估计信道冲击响应向量[V]之矢积，[F(opt)]定义为[F(opt]＝[R(uv)IR(vv)]-1其中[R(uv)]为互相关矩阵；[R(vv)]为协方差矩阵；v为包括从多帧的导频码串导出的估计信道冲击响应之值的向量；以及u为实际信道冲击响应。19.权利要求18所述的方法，特征在于最优插值器矩阵F(opt)]包含L+1个插值器，上述矩阵的每一行包含一个不同的插值器，上述插值步骤包括下述步骤估计信道冲击响应乘以每一个上述插值器。20.权利要求18所述的方法，特征在于数据码串被编组进而同一个最优插值器矩阵作用于组中的每一个数据码，因而减少插值系数的存储。21.权利要求11所述的方法，特征在于恢复步骤包括下述步骤对传送数据进行解码，当接收机所接收的干扰信号之延迟差别增加时，比特差错率在预定范围内减小。22.权利要求11所述的方法，特征在于所接收到的信号传送大体相同的数据——为不同发射机大体上同时所发送，上述插值步骤补偿起因于上述信号间干扰的衰落。全文摘要一串导频码(176)附加于一串数据码以形成发射机(64)中被调制的相继帧(170)。被发送的调制信号易于蒙受由简单衰落和多径及同时播送干扰所引起的数据丢失。接收信号被接收机(74)解调和处理以提供一个包括数据码(82)的数据信号以及一个包括导频码(86)的导频信号。数据信号被延迟(90)以便获得足够的时间，用于根据相继的导频码块(98)作出信道冲击响应估计，更可取地，一并使用被处理帧中数据码之前和之后的导引码块。对应诸导引码块的信道冲击响应估计被缓冲存储(102)，并被一个插值器(92)使用，以便作为导频码和预先设定的信道特性的函数，对应每一个数据码确定一个插值信道冲击响应估计(104)。插值信道冲击响应估计被应用于延迟信号中相继的数据码，完成数据解调，并补偿衰落和干扰。文档编号G06F11/10GK1159258SQ94195146公开日1997年9月10日申请日期1994年6月30日优先权日1994年6月30日发明者罗伯特·F·马奇托,托德·A·斯特沃特,保尔·卡-明·霍申请人:格莱纳瑞电子公司