用于确定参考点和数据点间距离的电子电路的制作方法

专利名称：用于确定参考点和数据点间距离的电子电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电子电路。更确切地说，尽管不是唯一地，涉及一种用于确定参考点和数据点之间距离的电子电路。
在现有技术领域中用于确定欧几里德距离的电子电路是公知的。这种电路具有的存储量与一个参考点相对应，并且接收代表一数据点的信号作为输入。它产生代表输入信号和存储的量之间的距离的一个测量值。这种电路常应用于计算欧几里德距离要占用极为大量的计算容量的场合。在视觉的和语音的识别中，连同其它形式的图形识别，需要确定在大量的输入数据点与参考点的大容量数据库之中的每一点之间的欧几里德距离。
在Churcher等人于1993年9月在电子通讯29(18)的1663-1665页上所著的“用于辐射或基本函数(Radial Basis Function)网络的可编程模拟VLSI”中，介绍了一种跨导放大器，能产生一输出电流，其与输入电压和电容维持的存储电压之间的差值(距离)的平方成比例。这种放大器产生近似于输入和存储电压之间的欧几里德距离的平方的一个近似值。但它不适合于例如需要大量的距离测量电路的图形识别应用。它包含4个晶体管；其中两个晶体管明显宽于另外两个，并且它们在构成大的阵列方面以及当在饱和区运行时的高的功率消耗都会遇到难题。
在’Neural Networks第2卷395-403页(1989)上由Hartstein和Koch所著“能够通过举例形成组合的中间网络”公开了一种双晶体管电路，用在中间网络中，反映电压输入与存储的数据或学习的数值之间的差。该电路包含两个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，一个n沟道MOSFET和一个P沟道MOSFET。各MOSFET按照对称的配置并联，以便得到对于中间网络的对称的输出函数。Hartstein和Koch并没有涉及欧几里德距离的确定，而是涉及输出函数的对称性。这种对称性需要P沟道和n沟道器件特性的严密匹配，但由于载流子迁移率和其它物理特性的不同，做到这点是极为困难的。如果不能实现匹配，电路的输出是不对称的，不适用于欧几里德距离确定。
Castro和Park已经设计了一种双晶体管元件(US4999525)。它采用两个浮动栅极晶体管来实现在两种数字模式之间的“亦或”运算。两个元件级联在一起，以便计算输入失量和存储的参考矢量之间的汉明距离。该元件需要一个单独的高增益反相器，以与输入矢量互补，限制该元件进行数字运算。
在Anderson等人在Morgan Kaufmann 1993的神经信息处理系统的进展5中的建议“用于放射式基本函数(Radial Basis Function)的模拟VLSP芯片”的论文中，公开了一种具有可调阈值的反相器的距离确定芯片。利用例如由SMSze在“半导体器件物理”第496页上(Wiley第二版1981)上介绍的浮动栅极器件来设定该阈值。这种器件采用非雪崩注入和隧道效应的组合来编程。
Anderson等人的电路存在的一个主要缺点是它的输出并不与真正的欧几里德距离或欧几里德距离的平方相对应，而是仅在峰值电流区域中，输出电流接近一个二次函数。在Anderson等人的的实施方案中，仅在小于0.35V的很窄的输入电压的范围内这种近似才是有效的。
每一种上述现有技术存在如下缺点中的至少一个缺点，这些缺点是需要大的芯片面积，高的功率损耗，限定窄的输入电压范围或者仅按数字方式实施。因此，需要电路结构小型化、该电路在常用的输入电压范围内可运行，以及适合按模拟方式实施。
本发明的一个目的是提供另外一种结构的电子电路，它适合于进行距离确定，例如欧几里德范数。
本发明提供的电子电路包含(i)第一和第二阈值电压可编程晶体管，每个晶体管的漏极连接到公共输出端；(ii)输入装置，用于将模拟输入电压提供到第一阈值可编程晶体管的控制栅极，该模拟电压对应于各参考点和数据点的位置，其特征在于，该电路还包含(i)一模拟互补电压施加装置，用于当将模拟输入电压施加到第一阈值可编程晶体管上时，向第二阈值可编程晶体管提供一个互补的模拟电压，该互补的电压实际上是施加到第一阈值可编程晶体管上的模拟输入电压的互补量；
(ii)可编程装置，用于向第一和第二阈值电压可编程晶体管上提供预定的可编程电压，这样，结合提供可编程电压提供代表参考点的模拟输入电压，以及连续提供代表数据点的模拟输入电压，使得在公共输出端上输出一作为参考点和数据点之间距离的函数的电流。
按照晶体管在阈值之上还是在阈值之下，由晶体管输出的电流是输入电压和参考电压之间差值的平方或是指数函数。
本发明具有优点在于，它提供代表输入和参考电压的数据点和参考点间的距离的测量值，并且能够按低功率需求以小型紧凑的形式构成。它很好地适合于重现，形成用于进行多个和多维欧几里德距离确定的电路阵列。
本发明可以包括按二极管连接的负载晶体管，其配置适于接收来自公共输出端的电流，并产生一个与输入电压和参考电压之间差值成比例的输出电压。
本发明还可以包括一个装置，用于周期性更新代表在第一和第二晶体管的浮动栅极上的参考点的电荷。该更新装置可以包括一更新用晶体管，其配置适于响应于驱动信号，将电荷耦合到第一和第二晶体管的浮动栅极上。
本发明可以安排成低阈值工作和低功率消耗运行。
按照另一方面，本发明提供的一种电子电路包括两个阈值可以编程晶体管，其特征在于该电路还包括(1)一个对晶体管阈值进行编程的装置，使得每个晶体管可操作，使形成的输出电流根据晶体管工作在阈值之上还是在阈值之下与参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数成比例；(2)一个模拟电压施加装置，用于将各自的输入电压同时施加到二个晶体管，一个输入电压是另一个输入电压的互补量；以及(3)一个对二个晶体管的输出电流求和的装置。
在一个优选实施例中，本发明提供的电子电路包括两个金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)，每种类型的晶体管包含一个控制栅极和一个浮动栅极，其特征在于，该电路还包括(a)一个在两浮动栅极上存储电荷的装置，使得每个MOSFET可操作，以便根据晶体管工作在阈值以上还是在阈值以下形成的漏极-源极电流与参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数成比例；(b)一个将二输入电压同时施加到二MOSFET的控制栅极的装置，一个输入电压是另一个电压的互补量；以及(c)一个对二MOSFET的漏极-源极电流求和的装置。
每个晶体管的电流输出端可以引到转接装置，转接装置连接到阈值编程装置和电流求和装置，以便响应于预定的编程阈值的获得变为可操作的，从而将晶体管输出电流由阈值编程装置转接到电流求和装置。
本发明的各电路可以连接构成行和列的阵列，每个电路连接到一对与它的列相关联的数据输入线，还连接到阈值编程线和转接驱动线，后两种都与它的列相关联。
按照再一个方面，本发明提供电子电路的阵列。每个电子电路包含一对阈值可编程晶体管，其特征在于，该阵列包括(a)各个编程装置，用于改变每个晶体管的阈值，编程装置响应于相应晶体管的输出电流，以便按照晶体管工作在阈值电压以上还是在阈值以下，使晶体管输出电流是参考电压和输入电压之间差值的平方或是指数函数。
(b)输入装置，用于将各自的输入电压同时输入到每对中的晶体管，加到每对晶体管上的二输入电压的其中之一是另一个电压的互补量；(c)求和装置，用于将二晶体管的输出电流相加；(d)各自的转接装置，它们连接适于接收每个晶体管的输出电流，并且操作以响应于晶体管提供的预定的阈值而获得，将来自编程装置的晶体管输出电流转接到求和装置。
按照再一个方面，本发明提供一种电子电路的阵列，每个该电子电路包含一对MOSFET，每种MOSFET包含一个控制栅极和浮动栅极，其特征在于，该阵列包含(a)各个编程装置，用于在每个浮动栅极存储电荷，该编程装置响应于各自的MOSFET的漏极-源极电流，以便根据MOSFET是工作在阈值之上还是在阈值之下，为MOSFET提供漏极-源极电流，该电流为参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数。
(b)输入装置，用于将各自的输入电压同时施加到每对MOSFET上，每对输入电压中的一个电压是另一个电压的互补量；
(c)求和装置，用于将各MOSFET的漏极-源极电流相加；(d)各自的转接装置，其连接适于接收每个MOSFET的漏极-源极电流，并可操作以响应于由MOSFET各自的预定阈值的获得，将来自编程装置的电流转接到求和装置。
按照再一个方面，本发明提供一种用于确定由模拟电压代表的两个点间距离的方法，包含的步骤有(a)提供一个包含两个连接到公共电流输出端上的阈值电压可编程晶体管；(b)对晶体管的阈值电压进行编程，以便使由晶体管提供的输出电流为已编程的参考电压和互补方式的连续的晶体管输入电压之间的差值的函数，以及(c)将二模拟输入电压施加到晶体管，其中一个电压是另一个电压的互补量。
按照再一个方面，本发明提供一种用于确定由模拟电压代表的两个点间距离的方法，包含的步骤有(a)提供一个包含两个连接到电流求和装置上的阈值电压可编程晶体管的电路，(b)配置二晶体管，以使它们提供的输出电流是已编程的参考电压和以互补方式的连续的晶体管输入电压之间差值的平方或指数函数，以及(c)将二模拟输入电压施加到二晶体管上，其中一个电压是另一个电压的互补量。
为了更全面地理解本发明，下面参照附图，介绍它的一个实施例。其中

图1是本发明的电路的示意图；图2是对于图1中的电路的漏极-源极电流相对于输入电压的曲线图；图3是对于图1中的电路的输出电压相对于输入电压的曲线图；图4是对于图1中电路的按低阈值工作进行说明的输出电流相对于输入电压的曲线图；图5是适用于可更新编程的本发明的电路的示意图；图6是表示在编程时采用反馈的电路阵列的示意图；
图7、8、9说明在对图6中的电路编程过程的曲线图；以及图10是在编程时采用反馈的本发明的再一个实施例的示意图。
参阅图1，该图表示一个总体用10表示的本发明的电子电路图。电路10包含第一和第二金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)M1和M2。MOSFET M1和M2是浮动栅极型器件，在Wiley的第二版的“半导体器件物理”(1981)的496页上通常用SMSze概略表示。MOSFET M1具有浮动栅极F1和控制栅极G1，同样MOSFET M2具有浮动栅极F2和控制栅极G2。在IEEE电子器件通讯第12卷第3期中(1991.3)。Thomsen和Brooke已经推算在硅MOSFET中的浮动栅极会按每26年失去0.1％的速率损失电荷。因此，利用在浮动栅极F1和F2上的电荷代表的数据希望能持续下去。
MOSFET M1和M2是并联的NMOS晶体管。用于确定数据点和参考点之间的距离。数据点用一个电压和它的互补量组成的输入信号来代表，这二个电压同时施加到控制栅极G1和G2上。参考点用存储在浮动栅极F1和F2上的电荷来代表。MOSFET M1和M2具有各自的漏极D1和D2，它们一起连接到一个公共的漏极节点12。M1和M2还有各自的源极S1和S2，它们一起连接到公共源极节点14处接地。
第三MOSFET M3作为一种常规的PMOS器件，具有的漏极D3连接到公共漏极节点12和控制栅极G3。因此，它构成为并联的两个MOSFET M1和M2的按二极管连接方式的负载。其源极S3连接到电源线16的电压VDD上，该电压相对于在公共的源极节点14的接地点为正。浮动栅极F1和F2具有连接到各自的参考值输入线18和20上的耦合电容C1和C2，线18和20的配置能向各自的电容C1和C2因而也就是向浮动栅极F1和F2提供电压Vmatch。
电路10具有不透射UV覆盖层(未表示)，利用该覆盖层分别在位于浮动栅极/电容组合部分F1/C1和F2/C2的上方形成透射紫外线(UV)的窗口UV1和UV2。窗口UV1和UV2便于利用UV分别照射组合的浮动栅极F1和电容C1以及组合的浮动栅极F2和电容C2。数据输入线22和24连接到相应的控制栅极G1和G2。配置输入线22在于向控制栅极G1提供电压Vdata，配置数据线24在于向控制栅极G2提供一等于(VDD－Vdata)的电压，Vdata对应于一数据点的电压，(VDD－Vdata)对应于它的互补量。Vdata的数值处于0到VDD的范围内。利用常规的增益为1的能由VDD减去Vdata的差分放大器，可以产生该互补的电压。一种适合的放大器表示在剑桥大学学报(1980.ISBN 0521231515)的第99页上P.Horowitzs和W.Hiu的论文中。
下面，一般地介绍电子电路(10)的工作情况，其后提供理论分析。目的是确定一个数据点和一组参考点之间的欧几里德距离d。MOSFET浮动栅极F1和F2的功能是一个模拟式存储器件，电荷注入并存储在其上。存储的电荷对应于预定的参考点。
利用可UV激励形成导通的作用将电荷引入到浮动栅极F1和F2上。电路10利用仅通过窗口UV1和UV2的UV射线进行照射。这就使得电容C1和C2导通，即由于UV射线在绝缘材料中的激励导通作用，电容器形成漏电流。因而在参考输入线18和20上的电压分别经过新导通的电容C1和C2施加到浮动栅极F1和F2上。这个过程更详细地介绍在“Santa Cruz会议(Santa Gruz CA，1991，3.25-29)报告集”的245页上的“在VLSI方面的最新研究”中，由D A Kerns等人所著的“CMOS可UV写入的非易失性模拟存储器中”。
如下所述，对MOSFET M1和M2进行编程。电压Vmatch施加到参考值输入线18和20。该电压的足够的幅值将MOSFET M1和M2的沟道表面电位置于“导通”电压(阈值电压Vt)下，在该电压下，产生稳定的反相。“稳定的反相”是按照上述参考文献373页上的Sze定义的。在本发明的这一实施例中，对于Vmatch不必选择严格的数值，只要其超过Vt一点即可。与施加Vmatch的同时，分别向数据输入线22和24施加电压Vref和它的互补量(VDD－Vref)，并且利用UV射线辐射电路10。施加电压的这种综合作用使得与参考点Y的位置相对应的电荷存储在浮动电极F1和F2上。下面将详细介绍这一问题的理论基础。
停止UV辐照，分别由线18/20、22和24除去电压Vmatch、Vref和(VDD－Vref)。
本发明的理论基础如下。通常对于一个具有栅极-源极电压Vgs和阈值电压Vt的NMOS MOSFET，当Vgs大于Vt时，在源极和漏极之间形成一导电沟道。当源极和漏极之间电压Vds大于(Vgs-Vt)时，MOSFET工作在饱和区，它的漏极-源极电流Id基本上与Vds无关。
对于处在饱和的MOSFET，漏极-源极电流Ids以方程表示如下Ids=β2(Vgs-Vt)2---(1)]]>其中β是一比例常数，以下式给出β=WLμCox---(2)]]>在方程(2)中，L是源极和漏极之间的导电沟道的长度，W是导电沟道的宽度，μ是电荷载流子迁移率，Cox是在MOSFET栅极和相关的导电沟道之间的氧化层的电容。
如果不考虑常数，则方程(1)具有的形式与表示两个点X和Y之间的欧几里德距离d的方程相同d2＝(x－y)2(3)比较方程(1)和(3)表明，MOSFET漏极-源极电流Ids提供了由栅极-漏极电压Vgs和阈值电压分别代表的两个点X和Y之间的欧几里德距离的平方的计量值。然而，Vt对于任何单个的MOSFET都是一个固定的量，方程(1)不能在X和Y两者的数值范围内运用。
为了在本发明中利用电路10来确定欧几里德距离，需要提供与X和Y两者的数值都相适应的范围。为了实现这一点，利用上述的UV辐照，按照电压Vmatch、Vref和(VDD－Vref)首先对电路10进行编程。然后将代表数据点位置的电压Vdata沿线22输入到控制栅极G1，并将它的互补量(VDD－Vdata)沿线24输入到控制栅极G2。
这时，在浮动栅极F1上的电位Vfg由下式给出Vfg=CppCtot(Vdata-Vref)+Vmatch---(4)]]>其中Vdata，Vref和Vmatch按照先前的定义，Cpp是浮动栅极F1和控制栅极G1之间的电容，Ctot是浮动栅极F1的总电容。
方程(4)表明，当Vdata和Vref相等时，这对应于位置X和Y之间的欧几里德距离为0，浮动栅极电压Vfg等于Vmatch。应强调指出，量Vref是用于在对电路10编程时的一个参考电压，并且它影响存储在浮动栅极G1和G2上的电荷；然而，这个量实际上并不是直接存储在这些栅极上也不是存储在电路10中的其它部分上。漏极-源极电流方程是把Vref作为一电路10维持的一个电压与输入电压相减。
在MOSFET M1中的漏极-源极电流响应于在浮动栅极F1上的信号，栅极-源极电压Vgs等于Vfg。因而，可以将方程(4)代入Vgs的方程(1)；Ids=β2((CPPCTOT(Vdata-Vref)+Vmatch)-Vt)2---(5)]]>其中Vt是MOSFET M1的阈值电压。通过选择Vmatch基本等于Vts，方程(5)变为Ids=β2(CppCtot)2(Vdata-Vref)2---(6)]]>如果Vdata和Vref分别与点X和Y非原点的距离成比例，则根据方程(3)和(6)，MOSFET M1的漏极-源极电流Ids与这些点之间的欧几里德距离d的平方成比例。相似的标志适用于MOSFET M2。因此，电路10适用于确定欧几里德距离。
方程(6)是一维的，它适用于当X和Y是标量时的欧几里德距离的计算。当X和Y是n维的矢量时，对于每个维需要一对MOSFET M1和M2，正如下面将介绍的。
当Vdata小于Vref时，在MOSFET M1中基本上没有导电通道，并且根据方程(6)Ids为0。仅当Vdata大于Vref时，这对应于在方程(6)中X大于Y，因此MOSFET M1提供欧几里德距离的计量值。因而，对于X比参考位置Y更接近原点的情况，不可能利用单一的MOSFET来确定欧几里德距离。由于这一原因，电路10具有两个MOSFET M1和M2，前者用于X的数值大于Y的情况，后者用于X的数值小于Y的情况。对于前者，MOSFET M1工作在其饱和区；按照方程(6)，对项βM、Cpp，Ctot和Ids另外规定标号数为1，以表明它们与MOSFET M1相关Ids1=βM12(Cpp1Ctot1)2(Vdata-Vref)2---(7)]]>根据方程(7)，Ids1提供在由Vdata代表的X和由Vref代表的Y之间的欧几里德距离平方的计量值。
当X小于Y时，Vdata小于Vref。根据方程(7)，因而对于MOSFETM1没有导电沟道，漏极-源极电流Ids1基本上为0。对于MOSFETM2，(VDD－Vdata)是X的互补量。Y的互补量是(VDD－Vref)。当由Vdata代表的X的数值小于Y代表的数值时，(VDD－Vdata)大于(VDD－Vref)。因而对于方程(6)，对于βM、Cpp、Ctot和Ids附加尾标2，表明它们与MOSFET M2相关联，处于饱和状态的漏极-源极电流Ids2由下式给出Ids2=βM22(Cpp2Ctot2)2((VDD-Vdata)-(VDD-Vref))2---(8)]]>由于X大于Y，Vdata大于Vref，(VDD－Vref)小于(VDD－Vdata)；因此，MOSFET M2的漏极-源极电流基本上为0。
因而当X大于Y时，欧几里德距离的平方(d2)与MOSFET M1的漏极-源极电流成正比，当X小时MOSFET M2亦然。
由于Ids1和Ids2中的每一个当另一个不为0时则基本上为0，d2还与Ids1和Ids2的和成比例，这个和是第三MOSFET M3的漏极-源极电流Iout。公共的漏极“节点12用作一个求和的结合点，它对流到第三MOSFET M3和MOSFET M1和M2的漏极-源极电流求和。
图1中的电路10是由商用芯片制造厂制造的，它们生产的浮动栅极MOSFET，Vt的典型数值为0.75V。Mmatch的适当数值的范围为0.5-1.5V，最好为0.75V-1.0V，它取决于MOSFET技术和所用的阈值电压。通过实验已经发现，对用于上述实例中的MOSFET的Vmatch的适合数值为0.85V。
图2表示对于Vref的三个数值下在公共漏极节点12处的电流对于Vdata的关系曲线。在公共漏极节点12处的电流是各个MOSFET M1和M2的漏极-源极电流Ids1和Ids2的和。图2表示Vref的数值为1.5V、2.5V和3.5V时的三条曲线200、201和202。曲线200到202中的每一条都为抛物线，并证实在节点12处的电流Iout与Vdata和Vref之间差值的平方成正比。
按照这种方式，采用MOSFET M1和M2确定点X和Y之间差值的平方，即它们提供在方程(3)中的d2。这样MOSFET M3工作在饱和区，以便由在节点12处的电流Iout得出d。由公共漏极节点12流出进入漏极D3的电流ILOAD在栅极G3处产生的输出电压Vout由下式给出ILOAD=βM32(VOUT-VT3)2---(9)]]>在方程(9)中，βM3为由方程(2)给出的比例常数，Vr3为阈值电压，都是针对每个实例中的MOSFET M3的。
当数据点X和参考点Y一致时，即当在它们之间的欧几里德距离为0时，ILOAD是一个小的偏差电流IoIo=βM32(Vo-VT3)2---(10)]]>其中Vo是由偏差电流Io所形成的输出电压。随着点X和Y之间的欧几里德距离的增加，输出电压由Vo增加δVout达到(Vo＋δVout)，ILOAD变为ILOAD=βM32((Vo+δVOUT)-VT3)2---(11)]]>如果X的数值大于Y，MOSFET M2的漏极-源极电流Ids2基本上为零，MOSFET M1将非为零的漏极电流Ids1提供到MOSFETM3。ILOAD则由下式给出ILOAD=βM12(Cpp1Ctot1)2(Vdata-Vref)2---(12)]]>将方程(11)和(12)综合得βM32((Vo+δVOUT)-VT3)2=βM12(CPP1Ctot1)2(Vdata-Vref)2---(13)]]>当点X和Y之间的欧几里德距离为零时，ILOAD基本上为零，因此根据方程(10)，(Vo－VtB)基本上为零。因此，由方程(13)得βM32(δVOUT)2=βM12(Cpp1Ctot1)2(Vdata-Vref)2---(14)]]>以及，因此得δVOUT=βM1βM3(Cpp1Ctot1)2(Vdata-Vref)2---(15)]]>由于Vdata和Vref代表数据点X和参考点Y，则根据方程(3)，在方程(15)的右侧的括号中的项对应于在点X和Y之间的欧几里德距离d的平方。因此，δVOUTαd (16)因而，数据点X和参考点Y之间的欧几里德距离d可以由来自MOSFET M3的输出信号的变化的测量值δVout以及各常数βM1和βM3以及Cpp1和Cpp3的数值的信息得到。另外，通过计算可以得到与δVout和d相关的比例常数。由于对于很多场合，都仅需要一个与d成比例的数值，因此通常甚至都不需要校准。
当数据点X的数值低于参考点Y的数值时，MOSFET M1的漏极-源极电流Ids1基本上为零。由方程(8)得ILOAD=βM22(Cpp2Ctot2)2((VDD-Vdata)-(VDD-Vref))2---(17)]]>并且，通过令其等于方程(13)到(15)的对应部分得δVOUT=βM2βM3(Cpp2Ctot2)2((VDD-Vdata)-(VDD-Vref))2---(18)]]>因此，根据方程(18)，可以由来自MOSFET M3的输出信号变化的计算值δVout以及Cpp2和Cpp3的数值以及比例常数βM2和βM3的信息得到点X和Y之间的欧几里德距离d。
如果MOSFET M1和M2是相同的，则βM1等于βM2，并且Cpp1和CPP2相等，Ctot1等于Ctot2。无需确定MOSFET M1还是M2中那一个处于工作状态，δVout就提供了欧几里德距离d的直接计量值。在这些情况下，方程(15)和(18)可以表示如下δVOUT=ββM3(CppCtot)2Δ2,---(19)]]>其中β是用于MOSFET M1和M2两者的比例常数，Cpp和Ctot是用于MOSFET M1和M2的电容值，Δ代表点X和Y之间的电压差，这是针对X的数值小于和大于Y两种情况下的。
图3表示在节点12处的相对于地的输出电压对于Vdata的关系曲线图。曲线图具有3条曲线300、302和304分别对应于Vref为1.5V、2.5V和3.5V时情况。MOSFET M3是一PMOS增强型器件，其配置当ILOAD为最低时使输出电压最大。因此，当Vdata等于Vref时，曲线300到304具有输出峰值而不是最小值。如果MOSFET M3用一个NMOS增强型器件代换，MOSFET M1和M2用PMOS型代换，因它们的电源极性反相，当Vdata等于Vref时，将会得到具有最小值的等效曲线。
曲线300到304在低于1V的输出电压Vout时具有较低变化斜率的区域。这是因为MOSFET M1和M2不再工作在饱和状态。然而，电路10在3V的输入电压Vdata的范围内提供了对于ILOAD的良好的线性电压响应Vout。出现的与线性的很少一点偏差是由于Vmatch与MOSFET M1和M2的阈值电压之间的小的偏差引起的。通过增加MOSFET M3的沟道宽度W可以使其能设计得提供在较高电压范围内的基本线性的响应特性。这样在输出电压中只形成很小的摆动，在较大的范围内得到所需的线性响应特性。
曲线300到304每个在具有的斜率为 和- 的任一侧的线性区都具有各自的峰值。在这一峰值右侧或左侧的线性区分别对应于随着Vdata的增加而增加或降低的点X和Y之间的欧几里德距离d。
电子电路10相对于用于距离计算的现有技术器件具有明显的优点。它比Churcher等人的电路更小型紧凑并且可工作在较低 的电流量级下。电路10利用了MOSFET M1和M2的可操作特性(当利用Vref编程时)，使提供的输出电流与点X和Y之间的欧几里德距离的平方成比例。这样就使得电路10能够接收涉及X和Y的模拟电压。
电路10的紧凑性、速度和低功率需求意味着它有利于各种应用，例如图形识别，否则将需要大量的计算资源。
电路10还可以工作在它的低阈值区域，即当MOSFET M1和M2的沟道表面电位低于阈值电压Vt时，以及处于弱的反相区时。为此，产生一远低于阈值电压Vt的Vmatch。典型的数值为0.4伏。更普遍地，按低阈值工作，Vmatch处于0.2-0.7V的范围内。半导体技术的发展趋势表明阈值电压将进一步降低，因此对Vmatch适当的范围是0-0.7伏。
在弱的反相状态时，MOSFET的漏极-源极电流Ids换下式给出Ids＝Ioffsetexp(Vgs/Vn) (20)其中Vgs是栅极-源极电压，Ioffset是偏差电流参数，Vn是将电流Ids增加到e倍所需的栅极电压变化。
对于MOSFET M1，将来自用于Vgs的方程(4)的Vfg代入方程(20)，得ln(Ids1)=(CppCtot(Vdata-Vref)+Vmatch)·1Vn+ln(Ioffset)---(21)]]>类似地，对于MOSFET M2，进行相同的分析得方程ln(Ids2)=(CppCtot(Vref-Vdata)+Vmatch)·1Vn+ln(Ioffset)---(22)]]>当源极-漏极电流Ids1和Ids2在公共的漏极节点12处相加时，仅当Vdata基本上等于Vref时，MOSFET M1和M2两者才明显综合分担；否则，MOSFET M1和M2其中之一将提供主要的电流，即Ids1或Ids2通常占优势。根据方程(21)和(22)，在公共漏极节点12处产生的电流Iout由下式给出ln(IOUT)=(CppCtot|Vdata-Vref|+Vmatch)·1Vn+ln(Ioffset)---(23)]]>因此，在按低阈值工作方式下，Iout是数据点和参考点之间距离的指数函数，如在方程(23)中的项|Vdata－Vref|所示。图4表示按对数刻度坐标下降的输出电流Iout对于按线性刻度坐标的Vdata的曲线350。纵坐标轴按照“le-n”的表示方式分度，其中n的范围为5-12；这种表示意味着为10-n。曲线350在电压为1.25V和3V的点352和354之间是准线性的，这一1.75V的范围适宜于超过1V乃至超过1.5V。因此，在点352和354之间，Iout的对数随Vdata的变化近于线性，即Iout近于Vdata的指数函数。曲线350是对于3.3V的Vref确定的，该Vref对应于曲线350上的356处的最小值的位置。改变Vref会移动最小值点356的位置。曲线350表明，在按低阈值工作的电路10适合于与3.3V电源结合使用，正像在常规的数据逻辑中采用的一样。(Vdata－Vref)的模要求在0-3.3V之间。
曲线350的准线性区352-354延伸在电流幅值的4个数量级的范围内，从2×10-11A到2×10-7A。通过改变Vmatch对此可以进行改变。
图4是利用对上阈值操作进行优化的MOSFET得出的。对于按低阈值工作，可以降低比率(Cpp/Ctot)，以便降低在MOSFET控制栅极和浮动栅极之间的耦合电容。这具有降低曲线350的准线性区352-354的平均斜率的作用。
按照该低阈值工作方式的输出电流Iout是很低的，低于饱和状态下的电流幅值大约2个数量级。这使低阈值操作特别适合于低电压应用，例如用在电池供电的设备中。还可以使第三MOSFET M3按照低阈值工作，以便进一步降低电源电压。因此，电路10对于利用1.5伏蓄电池工作可能是最优化的。对于(Vdata－Vref)的模量允许的范围为0-1.5V。
参照图5，该图表示用400总体表示的本发明的另一种电路。配置电路400，用于以电子方式将参考点电压复位。它包含与参照图1先前介绍的相同的第一和第二浮动栅极MOSFET M41和M42。MOSFETM41和M42具有各自的浮动栅极和控制栅极F41/G41和F42/G42。它们具有与MOSFET M1和M2相同的功能。它们是并联的晶体管，用于确定在借助浮动栅极F41和F42编程的参考电压和输入到控制栅极G41和G42的输入电压和它的互补量之间的距离。
MOSFET M41和M42具有连接到公共漏极节点402上的各自的漏极D41和D42以及连接到接地的公共源极节点404上的各自的源极S41和S42。
第三MOSFET M43具有连接到公共的漏极节点402上的漏极D43。它等效于电路10中的第三MOSFET M3的功能，为MOSFET M41和M42提供按二极管连接方式的负载。它的源极S43连接到处于正电位VDD下的电源线406上。
电路400包含更新用MOSFET M44和M45，它们是NMOS通道晶体管，将它们配置为开关，连接到各自的MOSFET M41和M42的浮动栅极F41和F42上。
MOSFET M44和M45具有连接到更新线408和410上的控制栅极G44和G45，线408和410为这些栅极提供驱动电压Vrefresh。MOSFETM44和M45还连接到提供基本恒定的电压Vmatch的各自的电压线412和414上。
MOSFET M41和M42具有连接到各自的控制栅极G41和G42上的各自的数据输入线416和418。数据输入线416的配置适于向控制栅极G41提供一个范围从0到VDD的电压V，数据输入线418的配置适于向控制栅极G42提供一个互补的电压(VDD－V)。
下面介绍电路400的工作情况。如先前对图1所作的介绍一种，MOSFET M41和M42在公共的漏极节点402处提供一个作为数据点和参考点之间距离的函数的电流。还参照图2，该图表示在公共漏极节点402处的输出电流对于输入的Vdata的关系曲线图。这个曲线图表示出在输入电压和电流之间的成平方的相互关系。第三MOSFET M43产生如图3和4所示的输出电压与电流的特性。电路100和400的差别在于，后者具有的MOSFET M44和M45用于将在浮动栅极F41和F42上存储的、与参考点相对应的电荷周期性地复位。
为了在浮动栅极F41和F42上记忆参考点电位，将电压Vmateh施加到电压线412和414上。然后将电压Vrefresh施加到参考线408和410上，并呈现在控制栅极G44和G45上。Vrefresh是一个高于MOSFET M44和M45阈值电压的电压，因此，MOSFET44、45在其内部形成有导电通道，使之导通。由于它们是通道型晶体管，它们实际上变成短路，使浮动栅极F41和F42变为处在电压Vmatch下。
下面将代表参考点Y的电压Vref施加到输入线416并呈现在栅极G41上。与之相似，它的互补电压(VDD－Vref)施加到输入线418并呈现在栅极G42上。去除来自更新线408和410的电压Vrefresh，使得MOSFET M44和M45低于它们的阈值电压，并使其关断。因而，浮动栅极F41和F42被隔离，使电压Vmatch记忆在电容C41和C42上。电容C41和C42包括几个部分，例如MOSFET M44和M45对地的结电容，连同浮动栅极F41和F42对控制栅极G41和G42以及对MOSFET M41和M42的导通沟道的电容。然后将对应于数据点X的电压Vdata施加到输入线416，将它的互补电压(VDD－Vdata)施加到输入线418。这些电压分别呈现在栅极G41和G42上。
当数据点X和参考点Y一致时，它们之间的欧几里德距离为零，浮动栅极F41和F42两者均处于电压Vmatch下。这就限定了处于匹配状态的电流的量级。对于X和Y不一致的情况，电容分压作用使得在控制栅极G41和G42上的电压Vdata和(VDD－Vdata)分别耦合到浮动栅极F41和F42上。这样改变了浮动栅极电压和MOSFET的漏极-源极电流。下面为了进入工作状态确定欧几里德距离。对电路进行编程。
电路400比电路10大，这是由于它具有附加的用于更新的MOSFETM44和M45。然而，它具有的优点在于能够以更高的精度和可重复性利用电压Vref进行编程。
对于参考点位置很少改变的应用场合以及进行初始化以消除不需要的电荷的情况，常用UV辐照。电路400适合于要求用电子学方法改变参考点位置的应用。
用作电路例如100和400的阵列的典型应用是辐射式基本函数(radial bosis function)网络、密度计算电路和矢量量化电路。本发明涉及这些应用，是因为它能够快速确定距离，以及它的相对小型化的尺寸和低的功率消耗。
单独采用电路100和400，以便确定两个标量之间的距离。当需要确定两个多维的量之间的距离时，那两个矢量时，通过利用来自每个矢量的相继的基元，可以重复地采用这些电路的其中之一。在求平方根之前，对与成对矢量基元相对应的输出电流求和。然而，在每次确定之后，这将需要电路按照参考矢量的下一个基元重新编程。因此，最好采用电路的阵列，每个电路由电路100或400构成，在阵列中的每个电路与各自的存储的参考矢量基元相关联。数据矢量的各个基元出现在阵列的各个电路中，并从各自参考矢量基元中将其减去。由各电路产生的矢量基元对之间差的平方值(见方程(3))通过对它们的输出电流求和来进行求和。
为了按照代数术语来表达，要求确定在两个n维矢量之间的欧几里德距离、包含基元xi的数据矢量X以及包含基元Yi的参考矢量Y，其中i的数值从1到n，代表第i维。如前所述，采用n个电路的阵列，每个维一个电路。按照代表参考矢量的第n个基元的Vi.ref对第i个电路进行编程，并接收数据矢量的第i个基元的输入(作为Vdata和它的互补电压)。对所有n个电路的输出电流求和，产生按下式给出的总电流Itot=Σi=1n(xi-yi)2---(24)]]>
通过将总和的电流施加到按照MOSFET M3或M43连接的单一负载MOSFET，利用下式给出由δVout表示的多维的数据矢量和参考矢量之间的欧几里德距离δVOUT∝Σi=1n(xi-yi)2---(25)]]>利用一维的电路(例如100或400)的阵列可以实现这一点，这样一种阵列需要改进以便实现电流求和。实现这点的一个方案包含除去MOSFET M3或M43。利用单一的具有足够容量的公共的MOSFET来代替，求出阵列的整体的电流输出的和。另外，可以保持所有的与M3或M43等效的MOSFET并使它们并联连接，所有的电流总和节点直接连在一起。这种电路的二维阵列可以用于同时进行对包含几个数据矢量和/或参考矢量的欧几里德距离的确定，阵列的每行用于对应的一对数据矢量和参考矢量。
上述对于电路10和400进行编程的方式包括在设定MOSFET浮动栅极电位时使用电压Vmatch。由于浮动栅极是隔离的，故难于确定所希望的浮动栅极电位可能达到的精确程度。此外，假如按相同方式形成的MOSFET例如M1和M2存在内部器件差别，这必将导致形成不同的阈值电压。另外考虑的问题是向浮动栅极注入电荷的效率随着使用而产生变化，这样会使编程特性改变。已经发现，借助于下面介绍的附加电路可以在对MOSFET编程时的所有这些差别变化进行补偿，直到得到预期的漏极-源极电流为止。
参阅图6，该图表示按两行RR1和RR2与按两列CC1和CC2排列的4个浮动栅极MOSFET M61、M62、M63和M64构成的阵列600。第一浮动栅极MOSFET M61具有控制栅极G61和连接到可受UV作用的耦合电容C61(处在UV-透射窗口UV61下方)上的浮动栅极F61。另一些浮动栅极MOSFET M62等具有相似的部分(未引用)。所有控制栅极(例如G61)的耦合电容比(Cpp/Ctot)约为0.5。所有的耦合电容C61等的电容远小于此。
第一浮动栅极MOSFET M61从漏极到源极回路连接到两个转接用MOSFET，即分别具有转接栅极GN61和GP61的n沟道和P沟道器件MN61和MP61。正如在FB和SC处所示的，MOSFET MN61和MP61具有分别连接到反馈回路(未表示)和求和电路(未表示)上的漏极。反馈回路FB包含一电流比较器。列CC1和CC2具有各自的数据线Vdata1和Vdata2，每条数据线连接到在各自列中的所有控制栅极，例如在第一列CC1中的控制栅极G61上。
行RR1和RR2具有各自的注入线Vinj1和Vinj2，每条注入线连接到在各自行中的所有耦合电容器，例如在第一行RR1中的耦合电容器C61。行RR1和RR2还具有各自的编程线VproG1和VproG2，每条编程线连接到在各自行中的所有转接栅极，例如在第一行RR1中的转接栅极GN61和GN62。
阵列600包含4个浮动栅极和转接MOSFET电路，每个电路包含一浮动栅极MOSFET例如M61以及两个转接MOSFET，例如MN61和MP61。每个这样的电路与第二同类电路(未表示)并联，下面将介绍。每行中的两个P沟道转接MOSFET(例如在第一行RR1中的MOSFET61)连接到各自的电流求和电路例如SC。
阵列600编程如下。一次对一行RR1或RR2进行编程，在该行中的所有浮动栅极MOSFET以并行方式进行编程。当编程线VproG1处于高电压下时，n沟道转接MOSFET MN61导通，P沟道转换MOSFETMP61关断。电流则流经n沟道器件并流入反馈回路FB。一个反馈回路FB供每列中所有的电路使用。当编程线VproG1处于低电压时，n沟道和P沟道转接MOSFET MN61和MP61分别关断和导通。电流则流向用于编程后的电路操作的电流求和电路SC。为了按照参考矢量的基元对第一行RR1进行编程，将代表这些基元的电压施加到线Vdata1和Vdata2。第一编程线VproG1保持在高电压下，以便将浮动栅极MOSFET M61和M62的漏极-源极电流转接到它们各自的反馈回路中，例如FB中。然后将高电压施加到第一注入线Vinj1，第二注入线Vinj2则接地。这一注入线高电压范围为15V到17V。可选择为连续的电压或脉冲序列。当电子从该处移走时，它产生在两个第一行浮动栅极例如F61处的电荷隧道。
电子的移走改变了第一行浮动栅极MOSFET M61和M62中的每一个的浮动栅极电位和漏极-源极电流。对这些MOSFET中的每一个的反馈回路中的比较器进行设计，以便当MOSFET M61或M62达到预期漏极-源极电流时可改变其状态，并将相应的Vdata1或Vdata2线转接到15V的高电压。例如，如果第一行第一列MOSFET M61首先达到预期的漏极-源极电流，则Vdata1转接为15V。此外，由于(Cpp/Ctot)是0.5，由于电容分压作用，连接到Vdata1的MOSFET M61和M63的浮动栅极电位发生变化，最大变化为Vdata1电压的二分之一，即最大变化7.5V。由于在线Vinj1上的电位为15V以及现在在第一MOSFET浮动栅极F61为15V，在耦合电容C61两端产生电场。然而，由于这一电场没有高到足以引起包含浮动栅极F61的明显电荷隧道效应，第一MOSFET M61的编程终止。一个极性相反的相似的电场形成在接地的线Vinj2和第三MOSFET M63的浮动栅极之间，但这也不足以引起隧道效应。不会影响第三MOSFET的编程。然而，注入线Vinj1维持在高电压下，对于在第一行RR1中的其余的第二(和最终的)MOSFET M62继续进行编程。当在这一MOSFET的反馈回路中的比较器已改变状态时，对第一行RR1进行完全编程。
第二行RR2的编程以相似的方式进行。如前一样，代表参考矢量的基元的电压施加到线Vdata1和Vdata2。一个高电压施加到第二编程线VproG2和第二注入线Vinj2，第一注入线Vinj1接地。维持这种状态，直到在第二行MOSFET M63和M64的反馈回路中的两个比较器都已改变状态时为止，在这一点上，对第二行RR2和整个阵列进行完全编程。
现在阵列600已为予数据矢量的基元输入到各自的数据线Vdata1和Vdata2准备好。多于2行和/或2列的阵列以类似的方式逐行地被编程，在随后的一行编程开始之前，在每一行中的所有反馈比较器都改变状态。
上述编程方案可以是单向的，可能并不能在浮动栅极上(例如F61)双向增、减电荷。这是因为制造MOSFET所采用的方法可能并不能在编程时承受正和负的高电压。
在这一实例中，仅可能从浮动栅极例如F61上移走电荷。移走电荷升高了浮动栅极的电位，降低了实际的MOSFET阈值电压，因此增加了MOSFET漏极-源极电流。因此，自下接近编程电流。然而，在制造过程中在MOSFET浮动栅极上会有不定数量的电荷，因而，需要保证每个浮动栅极具有的起始电位低于在使用中所需的数值。如果阵列600要重新编程，这也是需要的。通过窗口(例如UV61)辐照UV可以实现。另一种起动方案包含将UV窗口重新定位，以使UV能辐照各控制栅极例如G61。在限于栅极区的起始化阶段，这样做是为了进行老，化，使剩下的各电容器(例C61)不受影响。
除了没有采用转接晶体管MN61等以外，在利用按照阵列600的第一行RR1构成的两个浮动栅极MOSFET的检验中，已经验证了上述阵列编程技术。代之以采用外部转接开关。编程的起始漏极-源极电流选择为164nA。利用高电压脉冲序列对测试用MOSFET进行编程，在每个脉冲之后每次检查漏极-源极电流。
下面参照图7，该图表示两个测试用晶体管MOSFET对于利用高电压脉冲编程的响应特性。在这两个器件的电容之间存在极其明显的差别。这使得它们难于利用假定它们是相同的任何方法来编程。输入参考电压Vdata1和Vdata2被分别置成0.8和0.9V，按照Vinj1将高压脉冲序列施加到两个耦合电容器上。刚好在两个脉冲之后，第一测试用MOSFET达到预期的164nA的漏极-源极电流，如同最上面的水平线702所表示的，并在此之后，它的栅极电压如前面所介绍的被提升到高电位。第二测试用MOSFET的注入极严重损坏，要花长得多的时间来编程，在其达到预期的漏极-源极电流之前，需要855个脉冲。在图7的下部区中由顺序的4条直线和部分长的线704来表示这种情况，其中的脉冲数以模数200为基准来表示。因此，在每组200个脉冲之后横坐标上的数值返回到0，每一完整的直线704代表这样的一个组。
下面参照图8和图9，该图分别表示对于第一和第二测试用MOSFET的漏极-源极电流/电压曲线。电流按照对数比例刻度画出，电压按照线性比例刻度画出。在这些图中，实线曲线720/740以及虚线曲线722/742分别相关于编程之前和编程之后的MOSFET；水平虚线724/744代表164nA的预期漏极-源极电流，竖直虚线726/728代表一些MOSFET栅极电压，在该电压下在编程之前/之后达到预期的电流。在图8中的直线726表示在编程之前，第一测试用MOSFET在栅极电压1.044V下呈现预期的电流。在图9中，直线746对于第二测试用MOSFET等同为1.159V。这些数值对应于未编程的存储的数据点。
曲线722和742表明，在编程之后，测试用MOSFET的存储数据点为0.799V和0.900V，非常接近并分别相同于先前按照参考电压Vdata1和Vdata2输入的预期的数值。在对第一测试用MOSFET编程时，有很小的1mv的过冲，利用较低的电压编程脉冲可以避免这个过冲。
参照图10，该图表示概略用800表示的单一的欧几里德距离电路。该电路适合于重现，以便形成参照图6先前所介绍的阵列。该电路包含两个浮动栅极MOSFET M81和M82，每个从漏极到源极的回路连接到相应的一对n沟道和P沟道转接MOSFET MN81/MP81和MN82/MP82。n沟道转换MOSFET MN81和MN82转接到用FB1和FB2表示的相应的反馈回路。P沟道转接MOSFET MP81和MP82连接到一P沟道按二极管方式连接的负载MOSFET·M83。浮动栅极MOSFET M81/M82具有各自的控制栅极G81/G82，浮动栅极F81/F82和耦合电容C81/C82。控制栅极G81和G82分别连接到输入线Vdata和V＊data，用于分别输入电压和该电压的互补量。耦合电容C81和C82连接到电荷注入线Vinj。转接MOSFET MN81/MP81和MN82/MP82连接到编程线Vprog。
电路800像先前介绍的电路600一样进行编程，只是输入线V＊data接收一施加到输入线Vdata上的电压的互补量(如前面定义的)，并且这两种电压是同时施加的。当完成编程时，n沟道转接MOSFET MN81和MN82关断，P沟道转接MOSFET MP81和MP82导通。这样将两个浮动栅极MOSFET M81和M82从连接到相应的反馈回路FB1和FB2转接到共同连接到负载MOSFET M83，电路800为接收一输入数据值X作好准备，如参照图1先前所介绍的一样。
在电路800的阵列中，有一对用于每列的输入线Vdata和V＊data，以及用于每行的注入线Vinj和编程线Vprog。这些线的配置与图6中所示的相类似，用于附加的MOSFET MN82等以及相关的电路。
权利要求
1.一种电子电路，包含(i)第一和第二阈值电压可编程晶体管，每个晶体管的漏极连接到一公共输出端；(ii)输入装置，用于将模拟输入电压提供到第一阈值可编程晶体管的控制栅极，该模拟电压对应于参考点和数据点的位置，其特征在于，该电路还包含(i)一个装置，用于当将模拟输入电压施加到第一阈值可编程晶体管上时，将一互补的模拟电压提供到第二阈值可编程晶体管的控制栅极上，该互补电压是提供到第一阈值可编程晶体管上的模拟输入电压的互补量；(ii)编程装置，用于将预定的编程电压提供到第一和第二阈值可编程晶体管。这样提供的代表参考点的模拟输入电压连同提供的编程电压，以及随后提供的代表数据点的模拟输入电压使得在公共输出端处产生作为参考点和数据点之间距离的函数的电路。
2.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，编程电压具有足够的幅值，能够使第一和第二晶体管建立稳定的反相状态，并且在公共输出端上的相应电流与参考点和数据点之间的欧几里德距离的平方成比例。
3.根据权利要求2所述的电子电路，其特征在于，包括按二极管方式连接的负载晶体管，它的漏极连接到公共输出端，其配置适于产生与参考点和数据点之间的欧几里德距离成比例的输出电压。
4.根据前述任一权利要求所述的电子电路，其特征在于，第一和第二晶体管具有各自的第一和第二浮动栅极。
5.根据权利要求4所述的电子电路，其特征在于，它包含用于周期性地更新存储在浮动电极上的电荷的更新装置。
6.根据权利要求5所述的电子电路，其特征在于更新装置包括第一和第二更新用晶体管，其配置适于向浮动栅极提供编程电压。
7.根据权利要求5所述的电子电路，其特征在于，更新装置包括连接到第一和第二浮动栅极上的相应的导通装置，当暴露于紫外线时可激励导通；配置在导通装置上方的紫外线窗口装置；以及用于利用紫外线照射导通装置的装置。
8.根据前述任一权利要求所述的电子电路，其特征在于，由编程装置提供到第一和第二阈值电压可编程晶体管上的编程电压是相等的。
9.根据权利要求8所述的电子电路，其特征在于，匹配的编程电压的范围为0.5V到1.5V。
10.根据权利要求9所述的电子电路，其特征在于，编程电压的范围为0.75V到1.0V。
11.根据权利要求10所述的电子电路，其特征在于，编程电压为0.85V。
12.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，配置的晶体管用于可按照低阈值工作，编程电压范围为0.2到0.7V。
13.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，配置晶体管用于可按照低阈值工作，编程电压范围为0到0.7V。
14.一种电子电路，包含(i)一对为同种沟道导电性类型和输出端公共连接的阈值可编程晶体管；(ii)一个装置，用于对该对晶体管的阈值进行编程，使提供的输出电流是编程的参考电压与以互补的模拟量方式随后输入的晶体管对输入电压之间差值的函数；以及(iii)一个装置，用于将互补的模拟输入电压施加到该对晶体管。
15.根据权利要求14所述的电子电路，包括连接到公共输出端上用于形成平方根的装置。
16.一种电子电路，包括两个阈值可编程晶体管，其特征在该电路还包括(a)一个装置，用于对晶体管阈值电压进行编程，使每个晶体管可操作，以便根据它工作在阈值之上还是在阈值之下，使输出电流与参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数成比例；(b)一个装置，用于将各自的输入电压同时施加到晶体管上，一个电压是另一个电压的互补量；以及(c)一个装置，用于对晶体管的输出电流求和。
17.一种电子电路，包括两个金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)，每种类型的晶体管包括控制栅极和浮动栅极，其特征在于，该电路还包括(a)一个装置，用于在两个浮动栅极上存储电荷，使每个MOSFET可操作，以根据其是工作在阈值之上还是在阈值之下，使漏极-源极电流与参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数成比例；(b)一个装置，用于将输入电压同时提供到MOSFET的控制栅极上，一个电压是另一个电压的互补量。(c)一个装置，用于对MOSFET的漏极-源极电流求和。
18.根据前述任一权利要求所述的电子电路，其特征在于，每个晶体管的电流输出端连接到转接装置，转接装置连接到阈值编程装置和电流求和装置，转接装置可操作，以响应于预定的编程阈值的获得，将晶体管输出电流由阈值编程装置转接到电流求和装置。
19.根据前述任一权利要求所述的电子电路，其特征在于，它包含在由同样的电子电路组成的阵列中。
20.根据权利要求19所述的电子电路，其特征在于，每个晶体管的电流输出端连接到转接装置，转接装置连接到阈值编程装置和电流求和装置，转接装置可操作，以响应于预定的编程阈值的获得将晶体管输出电流由阈值编程装置转接到电流求和装置，以及该电路连接到一对与阵列的列相关联的一对数据输入线以及连接到都与阵列的行相关联的阈值编程线和转接驱动线。
21.根据权利要求20所述的电子电路，其特征在于，该阵列是一维的，其配置用以涉及多维数据矢量的欧几里德距离的确定。
22.一种电子电路，其特征在于，其配置适于确定以模拟电压表示的各点之间距离。
23.一种电子电路阵列，每个电路包含一对阈值可编程晶体管，其特征在于，该阵列包含(a)各个编程装置，各编程装置响应于各自晶体管的输出电流；根据晶体管是工作在阈值之上还是在阈值之下，改变每个晶体管的阈值，使晶体管输出电流是参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数。(b)输入装置，用于将各自的输入电压同时施加到成对的晶体管上，成对的输入电压中的一个电压是另一个电压的互补量；(c)求和装置，用于对晶体管的输出电流求和；(d)各自的转接装置，其连接适于接收来自每个晶体管的输出电流，并可操作以响应于由晶体管提供的预定的阈值将晶体管输出电流从编程装置转接到求和装置。
24.一种电子电路阵列，每个电路包含一对金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，每种类型的晶体管包含控制栅极和浮动栅极，其特征在于，该阵列包括(a)各个编程装置，各编程装置响应于各自的MOSFET的漏极-源极电流，根据MOSFET工作在阈值之上是在阈值之下，在每个浮动栅极上存储电荷，使MOSFET的漏极-源极电流是参考电压和输入电压之间差值的平方或指数函数；(b)输入装置，用于将各自的输入电压施加到成对的MOSFET，每对输入电压中的一个电压是另一个电压的互补量；(c)求和装置，用于对MOSFET的漏极-源极电流求和；(d)相应的转接装置，它的连接适于接收每个MOSFET的漏极-源极电流，并可操作以响应于由MOSFET形成的预定阈值的获得，将该电流由编程装置转接到求和装置中。
25.根据权利要求23或24所述的阵列，其特征在于，各电路的连接构成阵列的行与列，每列中的电路具有的输入端连接到各自的成对的数据输入线，每行包含各自的连接到其中的电路的编程装置上的编程线以及各自的连接到其中的各电路的转接装置上的转接驱动线。
26.根据权利要求23、24或25所述的阵列，其特征在于，该阵列是一维的以及其配置用以所涉及的多维数据矢量的欧几里德距离的确定。
27.一种用于确定由模拟电压代表的两个点间的距离的方法，包含的步骤是(a)提供一个包含两个阈值电压可编程的晶体管的电路，它们连接到公共的电流输出端；(b)对晶体管的阈值电压编程，用以使晶体管的输出电流是编程的参考电压和以互补形式的随后的晶体管的输入电压之间差值的函数，以及(c)将二模拟输入电压施加到二晶体管，一个电压是另一个电压的互补量。
28.一种用于确定由模拟电压代表的两个点间距离的方法，包含的步骤是(a)提供一个包含两个阈值电压可编程晶体管的电路，它们连接到电流求和装置，(b)配置晶体管，以使它们的输出电流是编程的参考电压和以互补形式的连续的晶体管输入电压之间差值的平方或指数函数；以及(c)将二模拟输入电压施加到二晶体管，一个电压是另一个电压的互补量。
全文摘要
一个用于确定欧几里德距离的电子电路包含两个并联的浮动栅极晶体管(M
文档编号G06G7/24GK1151799SQ9519382
公开日1997年6月11日 申请日期1995年3月31日 优先权日1994年5月5日
发明者G·F·马歇尔, S·柯林斯 申请人:英国国防部