专利名称：圆偏振波天线装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于例如移动单元的通信设备的圆偏振波天线装置。
背景技术：
使用人造卫星的卫星通信正被用于飞机、汽车等，它采用圆偏振无线电波，以消除区域差异。特别是，对于使用圆偏振波的无线电设备，如GPS(全球定位系统)、使用S波段的DAB(数字音频广播)、ETC(电子收费)等，都需要小尺寸的圆偏振波天线装置作为其天线。为满足这种需要，本申请人已在日本专利申请公开No.2000-183637中提出一种表面安装的圆偏振波天线装置和使用这种天线装置的无线电设备。
图11示出上述专利申请中提出的圆偏振波天线。
图11中，圆偏振波天线具有由介电体形成的平板形基板。该基板1的一个主表面上形成辐射导体2，该导体2在平面图中基本上为矩形，它的两个斜对角部分被截去，而在基板的另一主表面上，除了下述馈电导体的卷绕部分以外，在整个表面上形成接地导体3。基板1的一个侧面上设置了一带状馈电导体4，该导体4从其上形成接地导体3的主表面延伸至其上形成辐射导体2的主表面，形成的馈电导体4的每一端卷绕一个主表面。在馈电导体4的相对两侧，基本上在整个其余表面上形成容性负载导体5和6，并与馈电导体4保持电气隔离，容性负载导体5和6连接到接地导体3。
在具有这些特点的圆偏振波天线装置中，在馈电导体4和辐射导体2之间形成杂散电容，而在每个容性负载导体5和6与辐射导体2之间形成负载电容或静电电容。在这种情况下，由于容性负载导体6一侧上的辐射导体2的角部被截去，所以在容性负载导体6与辐射导体2之间的负载电容或静电电容比容性负载导体5与辐射导体2之间的小。
当对馈电导体4提供发射信号功率时，线偏振模式的谐振电流并不流过辐射导体2，而是谐振电流分开进入两个谐振电路，即由辐射导体2和容性负载导体5形成的高频谐振电路，以及由辐射导体2和容性负载导体6形成的高频谐振电路，换言之，简并(degeneration)分离模式的谐振电流流过辐射导体2。这两个简并分离模式的谐振电流具有预定的相位差θ1，它们产生两个互不相同的频率(f1和f2)的辐射电场，并从辐射导体2沿其法向辐射圆偏振电磁波。
但是，在具有上述特征的圆偏振波天线中，容性负载导体5和6的宽度L比辐射导体2的边2a的长度来得大，故两简并分离模式的谐振电流流过的路径取决于容性负载导体5和6的宽度L，而宽度L决定辐射导体2与每个容性负载导体5和6之间的负载电容或静电电容。结果，两简并分离模式的辐射电场之间并不具有90°的相位差，故两辐射电场在空间上并不正交。这导致椭圆偏振波并使天线特性变坏。
还有，由于馈电导体4和每个容性负载导体5和6互相靠近，故它们之间的电磁耦合变大，从而使用辐射导体2发送/接收信号的功率变小，因此有必要增加提供给馈电导体4的发送/接收信号的功率。
此外，在基板1的介电常数是恒定的情况下，当增加容性负载导体5和6的面积时，辐射导体2与每个容性负载导体5和6之间的负载电容或静电电容变大，故简并分离模式的谐振频率下降。这造成不能获得所需频率的问题。
发明内容
已经实现本发明解决上述问题，本发明的目的在于提供一种圆偏振波天线装置，该装置的两简并分离模式辐射电场的正交性得到改进。
为达到上述目的，本发明采用下述配置来解决上述问题。按照本发明的第一方面的圆偏振波天线装置包括由介电材料形成的基板；在平面图中为四角形(quadrangular)的辐射导体，该辐射导体形成于基板的一个主表面上；形成于基板另一主表面上的接地导体，此另一主表面与辐射导体相对；形成于基板上的馈电导体，从而从此另一主表面向一主表面延伸。在这一圆偏振波天线装置中，辐射导体形成的形状使得沿辐射导体上的两个正交方向的电学长度彼此相等。在基板上，在辐射导体上沿对角线方向的位置上设有在辐射导体与容性负载导体之间产生负载电容的容性负载导体，负载电容决定流过辐射导体的两个谐振电流之间的频率差。
按照本发明第二方面的圆偏振波天线装置包括由介电材料形成的基板；形成于基板的一个主表面上的辐射导体；形成于基板的另一主表面上的接地导体，该另一主表面与辐射导体相对；形成于基板侧面上的馈电导体，从而从此另一主表面向一主表面延伸。在此圆偏振波天线装置中，辐射导体形成在平面图中的方形，或平面图中的电学方形。在基板上，在辐射导体两对角线的延伸位置或其附近处，设有在接地导体与辐射导体之间形成的容性负载导体，该导体在其一对角线方向与另一对角线方向之间具有互不相同的形状。
在按照本发明的圆偏振波天线装置中，其结构可以是这样的基板形成具有两个主表面和四个侧面的六面体；每个容性负载导体置于设有馈电导体的侧面上，它们沿着上述侧面同与其相邻的相邻侧面之间的边线，使其一端与接地导体连接的一个容性负载导体的长度比另一个容性负载导体的长度短；在与设有馈电导体的侧面相对的侧面上，沿侧面与相邻侧面之间的边线设置每个容性负载导体，这些导体的长度与主表面上沿对角线方向的容性负载导体的长度相同。
还有，在按照本发明的圆偏振波天线装置中，较好的是，每个容性负载导体通过分成多个容性负载导体段(piece)来形成，段间插有间隙。
此外，在按照本发明的圆极性天线装置中，较好的是，辐射导体具有辐射导体延伸段，每一端沿相邻侧面之间的边线从辐射导体的角部向下延伸；且如此形成辐射导体延伸段，从而在两个不同对角线方向之间，辐射导体延伸段与容性负载导体之间具有不同的间隙。
此外，在按照本发明的圆偏振波天线装置中，较好的是，至少一个容性负载导体形成延伸到其上形成有辐射导体的主表面上。
再有，在按照本发明的圆偏振波天线装置中，较好的是，每个容性负载导体形成回纹波(meander)形状。
还有，在按照本发明的圆偏振波天线装置中，较好的是，基板形成直角平行六面体。
在按照第一方面的具有上述特点的圆偏振波天线装置中，由于辐射导体的表面形状为沿辐射导体两正交线方向的电学长度相等，故辐射导体的表面在视觉上形成方形，或形成其两侧的电学长度相等的电学方形。视觉上的方形的对角线方向互相正交。另一方面，电学方形在视觉上为矩形，但此视觉上的矩形的对角线方向在电学上互相正交。
通过使用这一辐射导体，在从馈电导体向辐射导体输入发送功率时所产生的简并分离模式的发生可由辐射导体与容性负载导体的几何形状以及其间的相对位置来调节。具体地说，通过沿辐射导体的对角线方向设置容性负载导体，以及使得沿对角线方向的容性负载导体之间形成差异，形成了其中谐振电流沿每个对角方向流动的等效谐振电路，并确定了谐振电流在辐射导体中流动的方向。换言之，决定了把谐振电流用作激励源的两个电场(偏振波)在空间上相互正交的程度。
而且，通过选择容性负载导体的几何形状以及辐射导体与每个容性负载导体间的相对位置，确定了每个对角线方向的电容值变化的负载电容值。负载电容构成决定两个电场(偏振波)之间的频率差的电路元件。在对角线方向互相正交而且其形状为两侧的电学长度相等的辐射导体中，在两简并分离模式的谐振电流之间呈现90°的相位差，而且两偏振波之间的相位差也变为大约90°。
如上所述，在本发明中，由于两偏振波之间的相位差可达到约90°，且偏振波可达到在空间上基本上互相正交，故可获得从辐射导体辐射圆偏振电磁波的天线。
这里，“辐射导体的电学长度”指有效波长的一半长度，即从天线辐射的电磁波的波长的一半长度除以基板的介电常数的方根。“简并分离模式”指由单个功率馈送在辐射导体上激励两个相位和频率互不相同的谐振电流。
在按照本发明第二方面的圆偏振波天线装置中，由于辐射导体的形状为平面图中的方形或平面图中的电学方形，且容性负载导体如此设置从而两对角线方向之间的负载电容互不相同，因此可由除两个对角线方向以外的单个点向辐射导体馈送的功率来激励两个简并分离模式的谐振电流，以及确定谐振电流流动的方向，由谐振电流产生的偏振波在空间上基本上互相正交。还有，这两个谐振电流变为谐振频率互不相同且其间的相位差约90°，从而谐振频率互不相同的偏振波之间的相位差也变为约90°。
上述谐振频率即偏振波的频率受到辐射导体与每个容性负载导体之间负载电容的影响，特别是受到辐射导体与每个容性负载导体之间间隙的影响，因此通过将辐射导体与每个容性负载电容之间的间隙以及容性负载导体的几何形状特别是长度和宽度设定为所需的值，就可设定偏振波的频率来满足所需的天线特性，并可选择间从辐射导体辐射的电磁波的频率。
在基板形成六面体且沿基板侧面的边线设置沿主表面上的同一对角线方向长度相同的容性负载导体的结构中，简并分离模式的操作由天线的结构来决定。具体地说，通过把容性负载导体设置得尽量沿着基板侧面的边线，可使相位差近似90°的两偏振波在空间上基本上相互正交。此外，通过使基板形成六面体，基板可形成适合基板的形状。在其他方法中，当采用具有方形主表面的基板时，辐射导体在平面图中的形状与主表面的形状相同，故基板可做成最小尺寸。按照本发明，可减小圆偏振波天线装置的总体尺寸。
考虑到所需的天线特性，可确定形成于基板上的容性负载导体的结构，从而确定对应于从辐射导体辐射的电磁波的频率的负载电容。当每个容性负载导体通过分成多个容性负载导体段而形成(段间插入间隙)时，负载电容就下降，从而可将从天线辐射的电磁波频率设定为高的值。
在通过延伸辐射的角部而使所形成的辐射导体延伸段从而向下延伸到基板的侧面边缘的结构中，负载电容主要形成于每个辐射导体延伸段与一个容性负载导体段之间，并可通过设定间隙来设定所需的负载电容。
在容性负载导体延伸到其上形成辐射导体的主表面的结构中，由于辐射导体和每一容性负载导体之间的负载电容或静电电容变大，可降低从辐射导体辐射的电磁波的频率。此外，在容性负载导体形成回纹波形状的结构中，当尝试决定简并分离模式的两个电流的谐振频率即两偏振波的频率时，除电容分量以外，还可加入电感分量。在任一种上述情况中，如果基板形成直角平行六面体且使容性负载导体具有小的宽度，则将保证在空间上基本上互相正交且其间的相位差约90°的简并分离模式的圆偏振波。
本发明的上述的和其他的目的，特征和优点将从下述结合附图对本发明较佳实施例的详细说明中得到清楚了解。
附图概述图1A和1B是示出本发明的圆偏振波天线装置的透视图，其中图1A为从其正面一侧看到的视图，图1B为从其背面一侧看到的视图；图2是示出图1所示圆偏振波天线装置中的轴比带宽与频率之间关系的图；图3是本发明第二实施例的圆偏振波天线装置的透视图；图4是本发明第三实施例的圆偏振波天线装置的透视图；图5是本发明第四实施例的圆偏振波天线装置的透视图；图6是本发明第五实施例的圆偏振波天线装置的透视图；图7是本发明第六实施例的圆偏振波天线装置的透视图；图8是本发明第七实施例的圆偏振波天线装置的透视图；图9是本发明第八实施例的圆偏振波天线装置的透视图；
图10是示出本发明的圆偏振波天线装置中所使用的辐射导体的第二实施例的平面图；以及图11是示出公知的圆偏振波天线装置的一个例子的透视图。
本发明的较佳实施方式图1A是示出从正面一侧看到的圆偏振波天线装置的透视图，图1B是示出从背面一侧看到的圆偏振波天线装置的透视图。圆偏振波天线装置10的基板11形成为六面体。在平面图中为方形的辐射导体18形成于基板11的一个主表面12上，而接地导体19形成在与一个主表面12相对的基本上整个另一主表面13上。基板11的主表面12和13都形成方形，每个主表面12和13的两条对角线与辐射导体18的两条对角线重叠。
在基板11的第一侧面14上形成条状馈电导体20，从而从其上设有接地导体19的主表面13一侧向其上设有辐射导体18的主表面12延伸。馈电导体20如此设置，从而其向辐射导体18的延伸线通过辐射导体上两对角线的交点，延伸线的顶端与辐射导体18的一边正交。馈电导体20在接地导体19一侧的末端部分(下端)如此延伸，从而卷绕其上设有接地导体19的另一主表面13，并构成馈电端电极20a，该电极20a连接到无线电设备的电路板(未示出)。此端电极20a的周围设有一槽口(notch)19a，此槽口19a是通过把接地导体19切去一定宽度而形成的。槽口19a暴露基板11的另一主表面13的一部分，从而使馈电端电极20a与接地导体19电气隔离。
基板11的设有馈电电极的第一侧面14构成矩形侧面，在位于馈电导体20的对边的短边部分上，沿边线各自形成条状容性负载导体21和22。设有容性负载导体21和22的位置对应于辐射导体18的对角线延伸到的第一侧面14上的位置或其附近。容性负载导体21和22的下端连接到设在另一主表面13上的接地导体19。使容性负载导体21和22的宽度彼此相同并且使它们小于馈电导体20的宽度。容性负载导体21的长度等于第一侧面14的短边的长度即基板的高度，而容性负载导体22的长度比容性负载导体21的长度来得短。
如以上所述的情况，在与第一侧面14相对的基板11的第二侧面15上，形成条状容性负载导体23和24。位于相对于容性负载导体21的辐射导体18的对角线方向上的容性负载导体23具有与容性负载导体21相同的宽度和长度，并且它沿第二侧面15的短边的边线设置，其下端连接到接地导体19。类似地，容性负载导体24位于相对于容性负载导体22的辐射导体18的对角线方向上，并与容性负载导体22的情况一样，其长度和宽度与容性负载导体22的相同，且其一端连接到接地导体19。这里，基板11的第一侧面14左面的第三侧面16和第一侧面14右面的第四侧面17均不设有容性负载导体。
有上述特征的圆偏振波天线装置10被表面安装到无线电设备的电路板(未示出)上。在此情况下，接地导体19一侧焊接到电路板的接地布线上，馈电导体20连接到电路板上所形成的发送/接收电路的天线端。
在圆偏振波天线装置10的辐射导体18中，令从辐射导体18辐射的圆偏振波的中心频率的波长为λ，基板11的介电常数为ε，则辐射导体18的两正交边的长度被设定为约λ/2ε。因此，通过把高介电常数的介电材料用作基板11，可减小辐射导体18的尺寸。
圆偏振波天线装置10的基板11由介电常数ε为例如38到89材料形成。作为陶瓷，采用包含氧化钡、氧化铝和二氧化硅作为主要成分的介电材料，或采用包含氧化镍、氧化钴和氧化铁作为主要成分的磁性材料。
在圆偏振波天线装置10的辐射导体18和馈电导体20之间，根据辐射导体18与馈电导体20之间的间隙以及基板11的介电常数ε(它们是构成杂散电容的因素)形成杂散电容，从而辐射导体18与馈电导体20被容性耦合。
同样，辐射导体18与各容性负载导体21、22、23和24也被容性耦合。但是，由于容性负载导体21和23的长度不同于容性负载导体22和24的长度，故容性负载导体21和23的负载电容或静电电容不同于容性负载导体22和24的负载电容或静电电容。在把辐射导体18与各容性负载导体21、22、23和24之间的负载电容或静电电容看做一集总常数时，辐射导体18与每个容性负载导体21和23之间(其中辐射导体18的角部与容性负载导体的顶端(上端)之间的间隙较小)的静电电容C1变得大于辐射导体18的角部和每个容性负载导体22和24的上端之间的静电电容C2。在这种结构中，从辐射导体18辐射的圆偏振波变为右旋圆偏振波。相反，在设定辐射导体18与每个容性负载导体21和23之间的静电电容C1小于辐射导体18的角部与每个容性负载导体22和24的上端之间的静电电容C2时，圆偏振波变为左旋偏振波。
同时，辐射导体18与接地导体19之间的静电电容为固定电容，且认为它在辐射导体18的任意位置上构成均匀的电力线。此外，容性负载导体21和22连接到接地导体19并变为地电位。然而，由于每个容性负载导体21和22与馈电导体20之间的间隙较大，故馈电导体20与每个容性负载导体21和22之间的静电电容变得小于辐射导体18与各容性负载导体21、22、23和24之间的负载电容或静电电容，且电磁耦合也变弱。结果，提供给馈电导体20的发送信号对接地导体的泄漏变低。
这里，将描述圆偏振波天线装置10的操作。在把发送信号提供给馈电导体20时，输入至辐射导体18的发送信号在辐射导体18处被分成两个简并分离模式的谐振电流，它们以两对角线方向作为其路径。更具体地说，由于馈电导体20设置成均分辐射导体18的两对角线25和26，故发送信号的功率被均分且将相等的部分分别提供给两对角线方向的谐振电路。
具体地说，提供给馈电导体20的发送信号激励第一高频谐振电路，该电路把辐射导体18的角部18a和18b与容性负载导体21和23顶端之间的静电电容C1作为电路元件，从而具有频率F1的谐振电流沿第一对角线方向(即把角部18a连接到角部18b的方向)25流动。同时，发送的信号激励第二谐振电路，该电路把辐射导体18的角部18c和18d与容性负载导体22和24之间的静电电容C2作为电路元件，从而具有频率F2的谐振电流沿第二对角线方向(即把角部18C连接到角部18d的方向)26流动。
这两个谐振电流的频率F1和F2不相同，且相位θ相差约90°。这两个谐振电流所产生的电场的相位差约90°。如上所述，由于谐振电流流动的方向是对角线方向，故这两个电场在空间上基本上正交。这两个电场合成为圆偏振电磁波。该电磁波所获得的电场矢量被辐射到沿辐射导体18的法向的空间，并以介于谐振频率F1和F2之间的中间频率F0作为中心频率旋转。频率F0的相位与F1和F2的相位相差约45°。
图2示出此时的轴比带宽的频率特性。图2表示从辐射导体18的法向在一平面内观察圆偏振波时，长轴上的电场强度与短轴上的电场强度之比。这里，实线“a”表示上述实施例的频率特性，虚线“b”表示图11所示实施例的频率特性。可见上述实施例的结构使得带宽比图11的实施例的带宽大。
在上述实施例中，通过改变馈电导体20与辐射导体18之间的间隙，可把从馈电导体20向辐射导体18馈送的功率设定到所需的值。此外，考虑圆偏振波天线装置的频率特性来确定容性负载导体21和23的长度和宽度以及容性负载导体22和24的长度和宽度。
但是，由于容性负载导体21和22以及容性负载导体23和24分别形成在同一侧面14和15上，故两频率F1和F2之间的相位差并不严格地为90°。因此，考虑天线特性来设定容性负载导体21、22、23和24的宽度，从而在两频率F1和F2之间的相位差θ被设定为90°时，误差变为在5°以内(即85°≤θ≤95°)。
为增加两电场空间的正交性并使两电场间的相位差接近90°，可使图1中的各容性负载导体21、22、23和24形成沿着边线(由两侧面同时利用与其相邻的侧面而形成)的条状。例如，在第一侧面14上形成的容性负载导体21可被设置成跨第四侧面17一侧。具体地说，沿第一侧面和第四侧面所形成的边线来形成容性负载导体21，从而容性负载导体21宽度和长度在这两个侧面上相等。其他容性负载导体22、23和24也如此。在这些特征下，两电场间相位差变成90°，且两电场在空间上正交，从而构成圆偏振波。
图1中，容性负载导体21、22、23和24被设置在第一和第四侧面14和15上，但只有第一和第二侧面14和15中的一个可设有两个容性负载导体21和22或两个容性负载导体23和24。在此情况下，两个简并分离模式的谐振电流也流过辐射导体18，但辐射导体18与每个容性负载导体21和22之间或辐射导体18与每个容性负载导体23和24之间的负载电容或静电电容变得较小，且作为圆偏振波辐射的电磁波的频率变得较高。为了获得与图1中设有四个容性负载导体21、22、23和24的情况相同的频率，需要将容性负载导体21和22或容性负载导体23和24做得较长，并使辐射导体18与每个容性负载导体21和22之间或辐射导体18与每个容性负载导体23和24之间的负载电容或静电电容较大。
在基板11的第一和第二侧面14和15上，可以在非对角线位置的位置上设置两个容性负载导体21和24或两个容性负载导体22和23。如以上所述的情况，在此情况下，也有以馈电导体18提供的信号所简并分离的模式流动的两个谐振电流。
可把图1所示的容性负载导体21、22、23和24设置在第三和第四侧面16和17上，而不是设置在第一和第二侧面14和15上。天线功能与上述情况相同。
图3示出本发明第二实施例的圆偏振波天线装置。这里，对与图1中相同的元件给出相同的标号，并省略对共有元件的重复说明。第二实施例与图1所示第一实施例的差别在于容性负载导体的结构。如此形成沿第一侧面14短边的边线设置的条状容性负载导体31和32，从而它们分别被分成容性负载导体的上半段31a和32a及下半段31b和32b，每个容性负载导体的上、下半段被分别置于上、下侧，段间有间隙。
具体地说，容性负载导体下段31a和32b的下端连接到接地导体19，容性负载导体上段31a和32a的上端与一主表面齐平。在容性负载导体上段31a、32a与容性负载导体下段31b、32b之间分别形成间隙，容性负载导体上段31a与容性负载导体下段31b之间的间隙d1小于容性负载导体上段32a与容性负载导体下段32b之间的间隙d2。
同样，沿第二侧面15短边的边线设置容性负载导体33和34。位于辐射导体18的对角线方向的容性负载导体上、下段33a和33b具有与容性负载导体上、下段31a和31b相同的结构，且分别位于上侧和下侧，其间有间隙d1。同样，位于辐射导体18的对角线方向的容性负载导体上、下段34a和34b具有与容性负载导体上、下段32a和32b相同的结构，且分别位于上侧和下侧，其间有间隙d2。容性负载导体上段31a、32b、33a和34a与辐射导体18之间的间隙彼此相等。
第二实施例中，有以提供给馈电导体20的信号所简并分离的模式流动的两个谐振电流，从而产生其间相位差约90°且在空间上基本上相互正交的电场。沿辐射导体18的对角线方向流动的两个谐振电流之间的频率差决定于容性负载导体上段31a、32a、33a和34a与各容性负载导体下段31b、32b、33b和34b之间的电容，且沿连接容性负载导体31和33的方向的谐振电流的频率变得低于沿连接容性负载导体32和34的方向的谐振电流的频率。同第一实施例的情况，两谐振频率间的相位差约90°。
图4示出本发明第三实施例的圆偏振波天线装置。这里，对与图1中相同的元件给出相同的标号并省略对共有元件的重复说明。第三实施例的特征在于，在平面图中为方形的辐射导体28的角部设有辐射导体延伸部分28a、28b、28c和28d，还形成连接到接地导体19的容性负载导体41、42、43和44，在这些容性负载导体与上述辐射导体延伸部分之间插入了间隙。
如此形成辐射导体延伸部分28a、28b、28c和28d，从而辐射导体28的角部延伸到基板11的一个主表面12的角部，进而沿第一和第二侧面14和15短边的边线向下延伸，其宽度与容性负载导体41、42、43和44的宽度相同。使辐射导体延伸部分28a与容性负载导体41之间的间隙d3小于辐射导体延伸部分28b和容性负载导体42之间的间隙d4。沿辐射导体28的对角线方向的辐射导体延伸部分28a和28c有相同的结构，同样，辐射导体延伸部分28b和28d有相同的结构。此外，容性负载体41和容性负载导体43(未示出)具有相同的结构，容性负载导体42和容性负载导体44具有相同的结构。
第三实施例中，与第一实施例的情况相同，简并分离模式的谐振电流产生其间相位差约90°且在空间上基本上相互正交的两个电场，从而实现辐射圆偏振电磁波的天线。两谐振频率之间的相位差约90°。如同第一实施例的情况，两电场的频率决定于辐射导体延伸部分28a和28c与各容性负载导体41和43之间以及辐射导体延伸部分28b和28d与各容性负载导体42和44之间的静电电容。
图5示出本发明第四实施例的圆偏振波天线装置。这里，对与图1中相同的元件给出相同的标号并省略对共有元件的重复说明。第四实施例与第一实施例的区别在于，容性负载导体51、52、53和54不是线形而是回纹波形状，即在同一平面上形成回纹波形状。各容性负载导体51和52沿第一侧面14短边的一条边线形成，而容性负载导体53和54以相同方式在第二侧面15上形成。这些容性负载导体的位置对应于辐射导体18的对角线的延伸位置。
各容性负载导体51和53的顶端与辐射导体18之间的间隙小于各容性负载导体52和54的顶端与辐射导体18之间的间隙。当各容性负载导体51、52、53和54形成回纹波形状时，其面积增大，从而各容性负载导体51、52、53和54与辐射导体18之间的负载电容或静电电容增大。因而各容性负载导体51、52、53和54的宽度可做得比第一实施例中的容性负载导体21、22、23和24的宽度小。
按照第四实施例，各容性负载导体51、52、53和54本身具有电感，从而它们和辐射导体18与各容性负载导体51、52、53和54之间的电容元件(负载电容或静电电容)一起，降低了两个简并分离模式的谐振电流的谐振频率。因此，辐射的圆偏振电磁波的频率得以降低。
图6示出本发明第五实施例的圆偏振波天线装置。这里，对与图1中所示相同的元件给出相同的标号并省略对共有元件的重复说明。第五实施例的特征在于至少一个容性负载导体从基板的第一侧面14和第2侧面15延伸到其上形成辐射导体的一主表面12上。
沿第一侧面14的短边设置的容性负载导体61的下端连接到接地导体19。容性负载导体61的上端向上延伸到一主表面12，越过第一侧面14和一主表面12形成的边线，在主表面12上分叉成分枝部分61a和61b。每个分枝部分61a和61b沿一主表面边线有特定的长度，其面向辐射导体18的角部的边平行于辐射导体18的边线。
也把分枝部分63a和63b提供给容性负载导体63，该容性负载导体63相对于容性负载导体61位于第二侧面15上的辐射导体18的对角线方向上，其结构与容性负载导体61相同。此外，沿第一侧面14的另一短边设置的容性负载导体62以及位于在第二侧面15上的容性负载导体62的对角线位置上的容性负载导体64的下端都连接到接地导体19，它们的长度与侧面的短边等长。
上述第五实施例中，各容性负载导体61、62、63和64与辐射导体18之间的静电电容大于容性负载导体21、22、23和24情况中的静电电容，故两简并分离模式的谐振电流的谐振频率低于第一实施例的天线中的谐振频率。
图7示出本发明第六实施例的圆偏振波天线装置。在这种圆偏振波天线装置中，基板71具有直角平行六面体形状。在基板71的一个主表面72上形成在平面图中为方形的辐射导体78。辐射导体78的两对边78a和78b与基板71的长边(或第一和第二侧面74和75)之间的间隔小于辐射导体78的另外两条边78c和78d与基板71的短边(或第三和第四侧面76和77)之间的间隔。即辐射导体78的两对边78a和78b分别设置得更靠近第一和第二侧面74和75。
接地导体79设置在除设在第一侧面74上的馈电导体30的下端部分以外的基板71的另一主表面73的基本上整个表面上。在基板71的第一侧面74上形成具有与第一实施例中的馈电导体20的结构相同的馈电导体30。容性负载导体81和82形成于辐射导体78的对角线延伸到的侧面位置上。容性负载导体82的长度做得比容性负载导体81的长度短，对于第二侧面75上形成的容性负载导体83和容性负载导体84(未示出)也如此。
在第六实施例的圆偏振波天线装置中，由于形成的辐射导体78使对角线方向上电学长度彼此相等，故第六实施例的圆偏振波天线装置以与第一实施例中相同的方式起作用。即，由对馈电导体30提供的信号产生的两简并分离模式谐振电流在流动，它们有约90°的相位差，继而辐射圆偏振电磁波。
图8示出本发明第七实施例的圆偏振波天线装置。这里，对与图1中相同的元件给出相同的标号并省略对共有元件的重复说明。第七实施例与第一实施例的不同之处在于，在基板35上设置导体形成表面35a、35b、35c和35d，容性负载导体47、48、49和50形成于这些导体形成表面35a、35b、35c和35d上。
具体地说，基板35的一基本上为方形的主表面36的每个角部被一垂直于对角线延长线的平面切去，从而在相邻侧面37和40、39和38、37和39以及40和38之间分别形成导体形成表面35a、35b、35c和35d。在这些导体形成表面35a、35b、35c和35d上设有条状容性负载导体47、49、48和50。容性负载导体48和50的长度比容性负载导体47和49的长度短，但所有容性负载导体47、48、49和50的宽度都相同。
在第七实施例中，由于将容性负载导体47、48、49和50被正确地定位于辐射导体18的对角线延长线上，故从馈电导体20提供给辐射导体18的信号进入简并分离模式，相位角正好为90°。与第一实施例的情况一样，沿辐射导体18的对角线方向激励的两谐振电流的谐振频率差决定于辐射导体18与每个容性负载导体47、48、49和50之间的负载电容或静电电容的值。把两个谐振电流作为激励源，从辐射导体18辐射圆偏振电磁波，其中心频率和谐振频率之间有45°的相位差，从而改进了轴比带宽特性。
图9示出本发明第八实施例的圆偏振波天线装置。第八实施例的圆偏振波天线装置采用介电体构成的圆盘形基板55。如第一实施例的情况，在基板55的上主表面56上形成在平面图中为方形的辐射导体18。在基板55的圆周侧面58上形成条状馈电导体60，导体60沿基板的厚度方向延伸并进而卷绕上主表面56。在除馈电导体60的下端部分以外的下主表面57的基本上整个表面上形成接地导体59。其下端连接到接地导体59的容性负载导体66、67、68和69形成于圆周侧面58上沿辐射导体18的对角线方向的位置处。容性负载导体67和69比容性负载导体66和68短。
如上述第七实施例的情况，在第八实施例中，由馈电导体60提供的信号在辐射导体18中进入简并分离模式，这两电场之间的相位差正好为90°且在空间上彼此正交。因而，从辐射方向的一个平面看，从辐射导体18辐射的圆偏振波基本上变为一理想的圆形。两电场的频率受容性负载导体66和68与辐射导体18各角部之间或者容性负载导体67和69与辐射导体18各角部之间的负载电容或静电电容的影响。
在上述第一到第八实施例中，已说明了采用四个条状容性负载导体的例子。但也可采用使用两个条状容性负载导体的结构，只要在该结构中沿辐射导体的两对角线的阻抗彼此不同。如何选择取决于所需的天线特性。
已把辐射导体描述成在一平面图中为方形，但辐射导体也可形成如图10所示在一平面图中为电学方形，只要互相垂直方向上的电学长度相等。图10中，以这样的方式来构成辐射导体88，诸如通过从两平行边88c和88d切出凹口并使其整体形成平面图中的矩形绕线管形状来形成凹部88e和88f，其中沿两垂直边88a和88b的边线的电学长度L1和L2彼此相等(即，L1＝L2)。
在此辐射导体88中，馈电导体(未示出)的位置不受限制，但其位置可以是边88a和88b中的任一条边，或其上设有凹部88e和88f的边88c和88d中的任一条边。当将信号从馈电导体提供给辐射导体88时，通过设置具有如上述实施例中所示的结构和设置的容性负载导体，简并分离模式的谐振电流沿辐射导体88的两对角线方向流动。由于如此形成辐射导体88，从而两垂直边的电学长度L1和L2相等，故辐射导体88在平面图中为电学方形，且在视觉上两对角线是电学上正交的对角线，从而两简并分离模式的谐振电流之间的相位差变为90°。此外，由于两谐振电流流动的方向在电学上是彼此正交的，所以可激励在空间上互相正交的两个电场。
由上可见，按照本发明的圆偏振波天线装置，由于提供了在容性负载导体与辐射导体之间产生不同负载电容值的容性负载导体，故通过从馈电导体输入到辐射导体的发送信号来激励两简并分离的谐振电流，由此把谐振电流作为激励源的两电场(偏振波)具有约90°的相位差，且这两个电场在空间上基本上彼此正交。因此防止了两电场的互相干扰，且电场间的分离特性得以加强，从而改善了天线增益和带宽，有效地改善了轴比带宽。
此外，按照本发明的圆偏振波天线装置，由于辐射导体形成为一平面图中的方形或电学方形，且靠近辐射导体把形状互不相同的容性负载导体设置在基于辐射导体上两对角线延长线的位置处，故激励了其间相位差约90°的两简并分离模式电场，这两个简并分离模式电场在空间上基本上相互正交，从而改善了圆偏振波的天线特性。
而且，按照本发明的圆偏振波天线装置，通过将相同长度的容性负载导体设置在辐射导体的同一对角线方向的相对两侧上，且使不同对角线方向上的容性负载导体的长度尺寸不同，可改变两简并分离模式电场的频率。因此，由于可通过选择容性负载导体的结构来改变负载电容，所以可将从圆偏振波天线装置辐射的圆偏振波的中心频率设计为高值或低值，而不恶化天线特性，结果改善了设计的多样性。
虽然参照当前被认为较佳的实施例说明了本发明，但应理解可对它作各种改变和修正而不偏离本发明较广泛的范围，因此由权利要求涵盖本发明实质精神和范围内的所有改变和修正。
权利要求
1.一种圆偏振波天线装置，其特征在于包括包含介质材料的基板；在平面图中为四角形的辐射导体，所述辐射导体设置于所述基板的第一主表面上；设置于所述基板的第二主表面上的接地导体，所述第二主表面与所述辐射导体相对；设置于所述基板上的馈电导体，从而从所述第二主表面向所述第一主表面延伸；所述辐射导体具有沿所述辐射导体上两个正交方向的电学长度彼此相等的形状；以及设在所述基板上所述辐射导体的对角线方向的位置上的容性负载导体，所述容性负载导体在所述辐射导体和所述容性负载导体之间产生负载电容，所述负载电容确定流过所述辐射导体的两谐振电流之间的频率差。
2.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述基板包括具有两个主表面和四个侧面的六面体；每个所述容性负载导体沿所述第一侧面和与其邻接侧面之间的边线设置在其上设有馈电导体的第一侧面上，并且其一端连接到所述接地导体的第一所述容性负载导体的长度比第二所述容性负载导体的长度短；以及在与其上设有馈电导体的第一侧面相对的第二侧面上，沿所述第二侧面与其邻接侧面间的边线分别设置每个容性负载导体，所述容性负载导体具有与沿所述主表面对角线方向的各容性负载导体相同的长度。
3.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于每个所述容性负载导体分成多个容性负载导体段，段间插入间隙。
4.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述辐射导体具有辐射导体延伸段，每个所述辐射导体延伸段从所述辐射导体的角部沿互相邻接的侧面之间的边线向下延伸；以及如此形成所述辐射导体延伸段，从而在不同的所述对角线方向之间，在所述辐射导体延伸段与所述容性负载导体之间具有互不相同的间隙。
5.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于至少一个所述容性负载导体延伸至其上设置辐射导体的第一主表面上。
6.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于每个所述容性负载导体具有回纹波形状。
7.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述基板包括直角平行六面体。
8.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于至少一个所述容性负载导体延伸到与所述辐射导体以间隙容性隔离的所述第一主表面上。
9.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于基板在平面图中为圆形。
10.如权利要求1所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述基板的角部以一角度切去，所述容性负载导体置于所述角部。
11.一种圆偏振波天线装置，其特征在于包括包含介质材料的基板；设置于所述基板的第一主表面上的辐射导体；设置于所述基板的第二主表面上的接地导体，所述第二主表面与所述辐射导体相对；设置于所述基板的侧面上的馈电导体，从而从所述第二主表面向所述第一主表面延伸；所述辐射导体包括平面图中的方形和平面图中的电学方形中的至少一个；以及设置在所述基板上所述辐射导体上两对角线的延伸位置处或其附近中的至少一个位置处的容性负载导体，所述容性负载导体设置于所述接地导体和所述辐射导体之间，并在所述两个对角线方向之间具有互不相同的形状。
12.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述基板包括具有两个主表面和四个侧面的六面体；每个所述容性负载导体沿所述第一侧面和与其邻接侧面之间的边线设置在其上设有馈电导体的第一侧面上，并且其一端连接到所述接地导体的第一所述容性负载导体的长度比第二所述容性负载导体的长度短；以及在与其上设有馈电导体的第一侧面相对的第二侧面上，沿所述第二侧面与其邻接侧面间的边线分别设置每个容性负载导体，所述容性负载导体具有与沿所述主表面对角线方向的各容性负载导体相同的长度。
13.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于每个所述容性负载导体分成多个容性负载导体段，段间插入间隙。
14.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述辐射导体具有辐射导体延伸段，每个所述辐射导体延伸段从所述辐射导体的角部沿互相邻接的侧面之间的边线向下延伸；以及如此形成所述辐射导体延伸段，从而在不同的所述对角线方向之间，在所述辐射导体延伸段与所述容性负载导体之间具有互不相同的间隙。
15.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于至少一个所述容性负载导体延伸至其上设置辐射导体的第一主表面上。
16.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于每个所述容性负载导体具有回纹波形状。
17.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述基板包括直角平行六面体。
18.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于至少一个所述容性负载导体延伸到与所述辐射导体以间隙容性隔离的所述第一主表面上。
19.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于基板在平面图中为圆形。
20.如权利要求11所述的圆偏振波天线装置，其特征在于所述基板的角部以一角度切去，所述容性负载导体置于所述角部。
全文摘要
一种简并分离模式的两个辐射电场的正交性得以改进的圆偏振波天线。辐射导体形成于基板的一个主表面上,接地导体形成于与辐射导体相对的基板的另一主表面上。馈电导体形成于基板的侧面上,从另一主表面向一主表面延伸。辐射导体在平面图中为方形或电学方形。在基板上沿辐射导体的两对角线的延伸方向设有容性负载导体,它们形成于接地导体和辐射导体之间,在一对角线方向与另一对角线方向之间具有互不相同的形状。
文档编号H01Q13/08GK1348233SQ0114069
公开日2002年5月8日 申请日期2001年9月20日 优先权日2000年9月20日
发明者秋山恒, 川端一也, 伊藤茂一, 汤浅敦之 申请人:株式会社村田制作所