专利名称：Led驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及LED(发光二极管)驱动电路。
背景技术：
在采用POF(塑料光纤)的通信中需要高速且宽动作范围的装置。
目前需要用于该用途的LED驱动电路。以往的LED驱动电路例如记载在下述申请专利文献1中。在专利文献1中通过使用峰值电流产生电路来改善应答性。
专利文献1日本特开平11-54567号公报发明内容但是，由于LED驱动电路用于车载用的光通信(光音频关联)等中，因此会受到从车外环境或车的驱动机构本身产生的热等的温度的较大影响，其特性不充分。
本发明是鉴于上述课题而完成的。其目的是提供可以改善特性的LED驱动电路。
为了解决上述课题，第1发明相关的LED驱动电路的特征在于，具备连接于LED的第1电流源；控制在第1电流源与LED之间流动的驱动电流的晶体管；产生施加于晶体管的控制端子的驱动信号的时间产生电路；将温度补偿电流施加于第1电流源的温度补偿电流产生电路，其中，温度补偿电流产生电路具备温度检测电路；输入温度检测电路的输出的第1比较器；从第1比较器的输出切换时开始渐渐使温度补偿电流增加的第1电流增加电路。
根据该LED驱动电路，通过从时间产生电路向晶体管的控制端子施加驱动信号，来控制第1电流源与LED之间的驱动电流。根据驱动电流LED进行发光。向第1电流源施加温度补偿电流，并由此基于驱动电流发光输出的温度变动得到补偿。即，将伴随温度上升的驱动电流及发光输出的下降，通过温度补偿电流的重叠来补偿。
温度补偿电流产生电路提供温度补偿电流。当温度检测电路的输出输入于第1比较器时，在设定温度中第1比较器的输出进行切换。第1电流增加电路从第1比较器的输出切换时开始，即，当达到设定温度时渐渐增加温度补偿电流，抑制发光输出的下降。在此，温度补偿电流利用电容器的充电/放电功能等来缓慢使其增加，即，比LED的光射入时光检测元件可应答的脉冲幅度还花更长时间来使温度补偿电流增加，由此抑制脉冲幅度变形及不稳定性。另外，通过缓慢减少温度补偿电流来抑制脉冲幅度变形或不稳定，通过温度下降可以防止驱动电流及发光输出变得过大。
第2发明相关的LED驱动电路的特征在于，第1电流增加电路具备从第1比较器的输出切换时开始进行电压变化的第1电容器；第1电容器的电压输入于控制端子并施加温度补偿电流的至少一部分的第1电流控制用晶体管。
即，优选通过直接或间接地向第1电容器施加第1比较器的输出，可以生成向晶体管的控制端子的、渐渐增加的输入电压，并可以将其作为温度补偿电流。
第3发明相关的LED驱动电路的特征在于，温度补偿电流产生电路具备输入温度检测电路的输出的第2比较器；从第2比较器的输出切换时开始渐渐使温度补偿电流增加的第2电流增加电路，其中，第1及第2电流增加电路的输出电流重叠并构成温度补偿电流的一部分。
此时，通过对应于不同的设定温度设定第1及第2比较器的基准电位，可以将温度补偿电流的控制目标值设定为2阶段。另外，如果增加比较器的数量，可以对于温度补偿电流的控制目标值设定更多的阶段。
第4发明相关的LED驱动电路的特征在于，第2电流增加电路具备从第2比较器的输出切换时开始进行电压变化的第2电容器；输入第2电容器的电压于控制端子并施加温度补偿电流的至少一部分的第2电流控制用晶体管。
即，优选通过向第2电容器直接或间接地施加第2比较器的输出，可以使向晶体管的控制端子的、渐渐增加的输入电压，与第1电流增加电路同时生成，并将其作为温度补偿电流。
第5发明相关的LED驱动电路的特征在于，具备连接于LED的第2电流源，其中，时间产生电路驱动第2电流源以使从第2电流源向LED供给峰值电流。
此时，由于向LED的从第1电流源的驱动电流，与由时间产生电路所控制的从第2电流源的峰值电流重叠，因此，可以修正伴随驱动电流的LED发光输出的衰弱。
第6发明相关的LED驱动电路的特征在于，具备LVDS接收用比较器，该LVDS接收用比较器具备连接于时间产生电路的输入端子的输出端子；输入差动信号的2个输入端子。
在LVDS(Low Voltage Differential Signaling)中，可以以数百～数千Mbps的速度进行在单一信道上的差动信号数据传送，并由于在电流模式的驱动电路中输出小振幅信号，故不易产生激振或切换·尖峰，且可以在较宽的频带区域中以低耗电的方式进行低噪声的信号传送。由于向LVDS接收用比较器输入差动信号，根据从LVDS接收用比较器的输出端子所输出的信号、由时间产生电路生成LED驱动用的时间，因此进一步抑制最终的LED的发光输出的激振或切换·尖峰。
根据本发明的LED驱动电路可以改善特性。
图1是有关实施方式的LED驱动电路的电路图。
图2是LVDS驱动器的电路图。
图3是时间产生电路的电路。
图4是各种驱动信号的时间图。
图5是各种电压的时间图。
图6是电流产生电路的电路图。
图7是驱动电流的时间图。
图8是表示光强度波形的图表。
图9是表示LED的V-I特性的图表。
图10是温度补偿电流产生电路的电路图。
图11是表示温度(℃)与光纤耦合输出(dBm)的关系的图表。
图12是表示时间(μs)与信号施加时的驱动电流(mA)的关系的图表。
图13是表示温度(℃)与DC电平的驱动电流(mA)的关系的图表。
图14是表示眼形图案的波形图。
图15是温度补偿电流产生电路的部分电路图。
图16是表示伴随电容器放电的电压的时间变化的图表。
符号说明10g下冲电流产生电路10i5放大器10m休眠电路10b时间产生电路10j色调检测电路(tone sensing circuit) 10k偏置电路10h偏流产生电路10e第1峰值电流产生电路10f第2峰值电流产生电路 10d主电流产生电路10a接收用比较器10b3后段放大器10b4后段放大器 10b5后段放大器10b6后段放大器 10LED驱动电路10i2比较器 10i1温度检测电路10i温度补偿电流产生电路10i41缓慢控制部10i42缓慢控制部10b7调整电路10b9调整电路 10b11调整电路10i4电流增加电路 10i6电流增加电路A放大器C1电容器C2电容器 D1、D2二极管IT1温度补偿电流IT2温度补偿电流具体实施方式
图1是有关实施方式的LED驱动电路的电路图。
此LED驱动电路10具有从LVDS(Low Voltage DifferentialSignaling)驱动器输入差动信号(Q，Q-bar)的LVDS接收用比较器10a。比较器10a的前段可以设置适当的LVDS接收器(无图示)，在LVDS接收器中对所传达到的LVDS输入信号进行波形整形。在LVDS接收器的前段优选设置ESD(Electro Static Discharge静电放电)保护元件。LVDS接收用比较器10a具有，连接在后段的时间产生电路10b的输入端子的输出端子和，输入差动信号的2个输入端子。
由LVDS接收器所波形整形的信号，在比较器10a中生成用于使LED11进行发光及非发光的ON，OFF信号(脉冲信号)。此脉冲信号在电流驱动电路及峰值电流驱动电路中，决定LED发光时的主电流以及用于使LED高速动作的上升峰值电流(过冲)和，下降下冲电流的时间。
在LVDS中，可以以数百～数千Mbps的速度进行在单一信道上的差动信号数据传送，并由于在电流模式的驱动电路中输出小振幅信号，故不易产生激振或切换·尖峰，且可以在较宽的频带区域中以低耗电的方式进行低噪声的信号传送。根据向LVDS接收用比较器10a输入差动信号，从LVDS接收用比较器10a的输出端子所输出的信号，由时间产生电路10b生成LED驱动用的时间。LVDS传达影响于最终的LED的发光输出，并根据所采用的有关的方式，控制发光输出的激振或交换·尖峰的情况。
此LED驱动电路10具有，连接在LED11的主电流产生电路(第1电流源)10d和，控制流动在主电流产生电路10d与LED11之间的驱动电流(主要为稳定顺电流)的晶体管10c(在同图的中是由1个方块来表示多个晶体管除了MOS晶体管之外，可以采用双极性晶体管)。
时间产生电路10b产生的驱动信号T1被传达至晶体管10c的控制端子。当从时间产生电路10b传达驱动信号T1于晶体管10c的控制端子时，可以控制在主电流产生电路10d与LED11之间的驱动电流。驱动电流从电源电位Vcc流过LED11，晶体管10c，主电流产生电路10d而达到接地电位，LED11根据此驱动电流进行发光。
LED11中还流过一定水平的偏流。偏流从电源电位Vcc经过LED11，偏流产生电路10h达到接地电位。由于偏流使LED11进行高速动作，故在LED11不发光时也可以到达。
驱动电流中重叠有几个校正用的电流。
即，LED驱动电路10具有连接在LED11的第1峰值电流产生电路10e(第2电流源)。时间产生电路10b向晶体管10c传达驱动信号T2，使从第1峰值电流产生电路10e向LED11供给第1峰值电流，并驱动第1峰值电流产生电路10e。此时，在从主电流产生电路向LED11的驱动电流中，重叠有被时间产生电路10b所控制的从第1峰值电流产生电路10e的第1峰值电流，因此，驱动电流的上升变为陡峭，可以校正伴随驱动电流的LED发光输出的衰弱情况。
并且，LED驱动电路10具有连接在LED11的第2峰值电流产生电路10f(第3电流源)。时间产生电路10b向晶体管10c传达驱动信号T3，使从第2峰值电流产生电路10f向LED11供给第2峰值电流，并驱动第2峰值电流产生电路10f。此时，在从主电流产生电路10d向LED11的驱动电流中，重叠有被时间产生电路10b所控制的从第2峰值电流产生电路10f的第2峰值电流，因此，在第1峰值中陡峭地上升的驱动电流下降至主电流的稳定水平，但是，对于要有意地进行波形校正的电流波形，仅由第1峰值电流不能充分进行校正，而伴随驱动电流的LED发光输出则可以进一步校正凹陷的情况。
用于得到第1峰值电流的驱动信号T2，与驱动信号T1的上升时间同步地上升，并具有比驱动信号T1还短的脉冲幅度。用于得到第2峰值电流的驱动信号T3，延迟于驱动信号T1的上升时间而上升，具有比驱动信号T1还短的脉冲幅度。另外，优选设定为使驱动信号T2的脉冲与驱动信号T3的脉冲在时间上不重叠。即，优选将驱动信号T3的上升时间设定在驱动信号T2的下降时间之后。
进一步，LED驱动电路10具有连接在LED11的下冲电流产生电路10g(第4电流源)。时间产生电路10b向晶体管10c传达驱动信号T4，使从下冲电流产生电路10g向LED11供给下冲电流，并驱动下冲电流产生电路10g。此时，在从主电流产生电路10d向LED11的驱动电流中，还重叠有被时间产生电路10b所控制的从下冲电流产生电路10g的下冲电流，因此，驱动电流的下降变为陡峭，可以进一步校正伴随驱动电流的LED发光输出的衰弱。
用于得到下冲电流的驱动信号T4，几乎与驱动信号T1的下降时间同步地上升，使由相互的驱动信号T1、T4产生的驱动电流成为相反方向，并在驱动信号T1的下降时间之后的时间下降，使由相互的驱动信号T1、T4产生的驱动电流成为相反方向。
各电流产生电路构成电流反射镜电路，但对于其一方的线路从温度补偿电流产生电路10i供给温度补偿电流。
即，温度补偿电流产生电路10i向主电流产生电路10d传达温度补偿电流IT1。由此补偿依据驱动电流的发光输出的温度变动。即，对于伴随温度上升而下降的驱动电流及发光输出，通过温度补偿电流IT1向驱动电流的重叠来补偿。
温度补偿电流产生电路10i向第1峰值电流产生电路10e传达温度补偿电流IT2，并且向第2峰值电流产生电路10f传达温度补偿电流IT3，并且与主电流产生电路10d共通地向偏流产生电路10h传达温度补偿电流IT1。由此，基于第1及第2峰值电流和偏流的发光输出的温度变动部分得到补偿。即，对于伴随温度上升发生变动的这些电流部分，通过各温度补偿电流的向第1峰值电流，第2峰值电流以及偏流的重叠来补偿。
温度补偿电流产生电路10i进行LED的光能量的控制。温度补偿电流产生电路10i进行利用由BGR(带隙基准)电路所得到的热电压的温度检测。它是，对于由标准规定的温度范围的全温度，设定被分割为几个的温度范围，并判定元件的温度状态。在本例中以2分割作为例子进行说明，但它也可以是3以上的分割。
在色调检测电路10j中，当检测到LVDS信号(Q，Q-bar)无输入时(双方零输入)，则使向各电路供给偏压的偏置电路10k停止，以实现低耗电模式。休眠电路10m接收CMOS水平的电信号输入，使色调检测电路10j、温度补偿电流产生电路10i、偏置电路10k的动作停止，实现消耗电流几乎为零的状态。另外，本驱动电路10还可以内置有可以决定LVDS输入信号的DC电平的DC电平决定电路。
图2是一例LVDS驱动器的电路图。
在家庭用数字·影带平台(Digital Video Deck)中连接的经过LAN(Local Area Network)、电话线路以及卫星线路从摄像机向PC或打印机传送录像影像或3-D图形或画像数据的技术中，有LVDS。LVDS是，经由1条平衡线缆，或由PCB(印刷电路基板)形成的2条配线图案，以超小振幅的差动信号来进行数据通信的方式之一，该差动数据传送方式具有不易受到同相噪声影响的特性。在LVDS中，可以以数百～数千Mbps的速度进行在单一信道上的数据传送，并由于在电流模式的驱动电路中输出小振幅信号，故不易产生激振或交换·尖峰，且可以在较宽的频带区域中以低耗电的方式进行低噪声的信号传送。
在同图中图示了代表性的LVDS驱动器，当使位于从电流源分歧的2个线路的右上以及左下的晶体管为ON时，电流沿着箭头方向流动，并且电流流动至LVDS接收器的输入侧负荷。另外，当使位于左上以及右下的晶体管为ON时，电流以相反方向流动至输入侧负荷。根据这些晶体管的切换，可以进行0及1的逻辑反转。
图3是时间产生电路10b的电路图。
LVDS输入信号从位于本驱动IC的前段的PHY(物理层)芯片所传达。该LVDS输入信号是差动形式，在本规格中，DC1.8V中心的振幅以Vpp(峰值～峰值)计为±200mV～±800mV。将LVDS差动输入信号用比较器10a变换为单一信号，生成成为驱动信号基准的脉冲。
在比较器10a的后段连接3个NOT电路以构成前段放大器10b1，其输出与电源电位Vcc一起输入于NAND电路10b2，在NAND电路10b2的后段设置有由连续的5段的NOT电路构成的后段放大器10b3。
前段放大器10b1的输出被输入至调整电路10b7，调整电路10b7的输出和前段放大器10b1的输出被输入至NAND电路10b8，NAND电路10b8的输出被输入至后段放大器10b4。
调整电路10b7的最终输出反转前的信号被输入至调整电路10b9，调整电路10b9的初期反转后的输出和调整电路10b9的输出一起被输入至NAND电路10b10，NAND电路10b10的输出被输入至后段放大器10b5。
前段放大器10b1的输出被反转并输入至调整电路10b11，与调整电路10b11的输出一起输入至NOR电路10b12，而NOR电路10b12的输出输入至后段放大器10b6。
上述的5段NOT电路10b3、10b4、10b5、10b6进行为了得到理想波形的信号放大，其输出分别构成驱动信号T1、T2、T3、T4。另外，下冲电流的驱动信号T4输入至p-MOS晶体管的控制端子(门极)，当驱动信号T4为[L等级]的情况下供给下冲电流。在本例中，输入驱动信号T4于门极的晶体管是p-MOS晶体管，而输入驱动信号T1、T2、T3于门极的晶体管是n-MOS晶体管。
图4是各种驱动信号的时间图。
表示了驱动信号(时间脉冲)T1、T2、T3、T4按时间顺序产生的情况。驱动信号T2的脉冲和驱动信号T3的脉冲按时间顺序连续地产生，且以不重叠的方式构成。这些以不重叠的方式构成的情况，从确保通信的稳定性的观点来看，并非特别严格的要求，可以有稍微的重叠。另外，传达下冲电流的驱动信号T4的相反方向上升时间，位于驱动信号T1的下降时间的近旁。驱动信号的大小与驱动电流的大小成比例。
图5是时间产生电路中的各种电压的时间图。
对上述调整电路的功能进行说明。从前段放大器10b1输出成为基准的电压波形Vp1。在调整电路中，利用反相器、NOT门极延迟和电容来生成从电压波形Vp1所延迟的电压波形Vp2。电压波形Vp3是使电压波形Vp2反转的波形。为了取得电压波形Vp4，取电压波形Vp1和电压波形Vp3的波形的NAND并使其反转即可。
如此，为了从电压波形Vp1的基本脉冲形成单触发脉冲的电压波形Vp4，使基本脉冲延迟，然后使其反转，通过与原本的基本脉冲的NAND(或NOR)等的逻辑电路来生成。将此作为基本方式。
实现所期望的脉冲的组合有几种。作为使脉冲延迟的方法，除了门极延迟和电容的组合之外，还可以举出调整门极的段数或电容的方法，也可以采用计数器。
在本例中，从上述的基本方式生成驱动信号T2、T3、T4。用于生成驱动信号T2所必要的规定延迟量Δt1利用门极延迟来制作。门极延迟由输出NOT电路等的反转输出的逻辑电路来实现。反转动作不仅用于输入反转而且可以用于波形延迟。根据门极延迟与电容的适当组合，可根据情况在不使用电容的情况下产生所期望的延迟量Δt1，并生成驱动信号T2的电压波形Vp2。
通过从驱动信号T1经过调整电路10b7中的NOT电路及电容器来形成Δt1的延迟波形，再通过取得与原来波形的NAND可以生成驱动信号T2。在图3中，可以由被符号1、2、3所围住的部分进行Δt1、Δt2、Δt3的延迟。即，驱动信号T3的时间脉冲，是通过将施加有Δt1的延迟量的脉冲和，给施加有Δt1的延迟量的脉冲在施加了Δt2的延迟量的脉冲，在NAND电路10b10中进行数字处理而得到的。驱动信号T4的时间脉冲，是通过将没有施加任何延迟量的基准脉冲和，给没有施加任何延迟量的基准脉冲施加了Δt3的延迟量的脉冲，在NOR中进行数字处理而得到的。
图6是电流产生电路的电路图。
对于连接在LED11的阴极的切换用晶体管TR1、TR2、TR3、TR4的控制端子(门极)，输入驱动信号T1、T2、T3、T4。驱动信号优选为具有从Vcc振动至接地电位的大振幅的数字信号。
在LED11的阴极侧与接地电位之间，设置有主电流产生电路10d、第1峰值电流产生电路10e、第2峰值电流产生电路10f、偏流产生电路10h。
主电流产生电路10d具备由一对晶体管10d1、10d2构成的电流反射镜电路，在其输出侧(反射镜侧)线路上具备有切换用晶体管(在本例中为MOS型)TR1(10c)。从电流源Iref1向该电流反射镜电路的输入侧(基准侧)线路供给电流的同时，还供给温度补偿电流IT1。
电流反射镜电路中流过与输入侧线路和输出侧线路有比例关系的电流。即，基准电流加上温度补偿电流IT1的电流流向晶体管10d2，通过由晶体管TR1的驱动信号T1驱动，得到温度补偿的驱动电流流向LED11。
第1峰值电流产生电路10e具备由一对晶体管10e1、10e2构成的电流反射镜电路，在其输出侧线路上具备有切换用晶体管(在本例中为MOS型)TR2(10c)。从电流源Iref2向该电流反射镜电路的输入侧线路上供给电流的同时，还供给温度补偿电流IT2。
即，基准电流加上温度补偿电流IT2的电流流向晶体管10e2，通过由晶体管TR2的驱动信号T2的驱动，得到温度补偿的第1峰值电流流向LED11。
第2峰值电流产生电路10f具备由一对晶体管10f1、10f2构成的电流反射镜电路，在其输出侧线路上具备有切换用晶体管(在本例中为MOS型)TR3(10c)。从电流源Iref3向该电流反射镜电路的输入侧线路上供给电流的同时，还供给温度补偿电流IT3。
即，基准电流加上温度补偿电流IT3的电流流向晶体管10f2，通过由晶体管TR3的驱动信号T3的驱动，得到温度补偿的第2峰值电流流向LED11。
偏流产生电路10h具备晶体管TRB(10c)，并与主要的晶体管10d2具有共通的门极，与晶体管10d1一起构成电流反射镜。偏流产生电路10h为了提高LED11的应答性供给偏流Ibias。偏流产生电路10h由于构成电流反射镜电路，故被供给温度补偿电流IT1，得到温度补偿的偏流流过晶体管TRB。
然而，下冲电流产生电路10g由连接电源电位Vcc和LED11的阴极的晶体管TR4以及电阻R构成，向该晶体管TR4的控制端子传达驱动信号T4。通过晶体管TR4的驱动向LED11供给下冲电流。
在本例中，对于主电流、峰值电流，设定供给流过电流反射镜电路输入侧的晶体管的电流的电流源Iref1、Iref2、Iref3，并将其在输出侧(反射镜侧)进行电流放大，再由晶体管TR1、TR2、TR3使被反射镜放大的电流成为ON、OFF。另外，在下冲电流产生电路10g中，也可以进行与峰值电流产生电路同样的控制。
在电流源Iref1、Iref2、Iref3侧的线路上流入温度补偿电流IT1、IT2、IT3，在电流反射镜电路的输入侧线路上，利用BGR电压和温度特性被调整的电阻，进行不易受到由于温度和电源电压的变动的影响的恒流供给。
图7是驱动电流的时间图。
供给至LED11的总LED电流如(a)所示。另外，对应于驱动信号T1而供给至LED11的主电流如(b)所示是方形波，仅仅将其作为驱动电流的话，发光输出波形会发生衰弱。对应于驱动信号T2而供给至LED11的第1峰值电流(c)，成为存在于主电流的上升时刻附近的单触发脉冲。
对应于驱动信号T3而供给至LED的第2峰值电流(d)延迟于第1峰值电流，在同图中脉冲幅度宽。对应于驱动信号T4而供给至LED11的下冲电流(e)，其电流的方向与其它相反，延迟于第2峰值电流，并在主电流的下降附近下降。另外，驱动电流的大小与驱动信号的大小成比例。另外，第1峰值电流的峰值比第2峰值电流的峰值还高，并可以配合波形对光输出的降低进行修正。
无论LED11发光的有无，供给至LED11的偏流(f)是依据LED的消光比所决定，但该值可以适宜地进行设计调整。
图8是表示从LED所输出的光强度波形的图表。
(a)表示只施加主电流时所得到的光波形，(b)表示施加主电流以及第1峰值电流时所得到的光波形，(c)表示向LED施加总LED电流时所得到的光波形。
LED的特性不均匀。特别是为了提早LED的应答性而加上峰值使用时，产生如(b)所示的光形波的凹陷。
另外，向LED11不施加第2峰值电流，而向LED仅仅施加第1峰值电流时，在重叠了主电流和第1峰值电流的驱动电流中，无法控制其凹陷，另外，不易调整光输出。因此，如(c)所示，通过向第1峰值电流进一步重叠第2峰值电流，达到可以抑制凹陷的效果。
图9是表示LED的V-I特性的图表。横轴是电压Vf，纵轴是电流If。
向LED11供给偏流(Ibias)是为了确保切换动作的高速性。如同图所示，为了得到LED11发光时的电压Vf2，并非从电压基准值(例如0V)使其变化，而预先向LED11施加规定的电压Vf1，并对于电压Vf1，向LED11施加对应于驱动信号(二进制的光传送信号)的驱动信号电流，就可以在极短时间内取得通信所需要的光输出，并可以实现高速的切换。
图10是温度补偿电流产生电路的电路图。
温度补偿电流产生电路10i具有温度检测电路10i1、输入温度检测电路10i1的输出的第1比较器10i2、从第1比较器10i2的输出切换时渐渐使温度补偿电流增加的第1电流增加电路10i4。温度补偿电流产生电路10i的比较器10i2、10i3的部分，对由温度检测电路10i1所检测出的温度信息为基础而预先设定的电流值，进行向各电流产生电路供给的AD变换。
温度检测电路10i1由BGR电路构成，具备各自连接于放大器A的2个输入端子的二极管D1、D2。放大器A的一方的输入端子经由电阻R1连接于输出端子，而连接输出端子与一方的二极管D2的R2、R3的连接电位则作为检测温度电压(热电压)Vt输入于后段的放大器10i5。另外，二极管D2与放大器A的输入端子之间存在电阻R4。
在放大器A的输出端子与接地电位之间存在电阻R5、R6、R7、R8，且电阻R5、R6的连接电位成为基准电位Va，电阻R7与电阻R8的连接电位则成为基准电位Vb。另外，电阻R6与电阻R7的连接电位经由电阻R9输入至放大器10i5的另一方的输入端子，而该输入端子与放大器10i5的输出端子之间存在电阻R10。
当温度检测电路10i1的输出(检测温度电压Vt)输入于第1比较器(在本例中为滞后比较器)10i2时，在设定温度中第1比较器10i2的输出进行变换。检测温度电压Vt与温度成比例。向第1比较器10i2输入被放大器10i5放大k倍的检测温度电压(＝k×Vt)。向第1比较器10i2输入检测温度电压的同时，输入从温度检测电路10i1制作的基准电位Va。当检测温度电压k×Vt超过基准电位Va时，第1比较器10i2的输出电压Vc输入至进行输入电压的滤波的第1缓慢控制部10i41。
第1电流增加电路10i4由第1缓慢控制部10i41和后段的第1供给电路10i43构成，并从第1比较器10i2的输出切换时，即，成为超过基准电位Va的设定温度时，渐渐使温度补偿电流IT1(ΔI1)增加，并控制发光输出的下降。在此，温度补偿电流IT1利用电容器的充电/放电功能等来渐渐使其增加，即，比LED11的光射入时光检测元件可应答的脉冲幅度还花更长时间来使温度补偿电流IT1增加，并由此抑制脉冲幅度变形与不稳定。另外，通过渐渐减少温度补偿电流来抑制脉冲幅度变形和不稳定，且通过温度下降可以防止驱动电流及发光输出变得过大。
第1电流增加电路10i4具有第1电容器C1，从第1比较器10i2的输出切换时开始进行电压变化的第1电流控制用晶体管TRI1，输入第1电容器C1的电压Ve于控制端子并施加温度补偿电流IT1的至少一部分。
通过向晶体管TRVc的控制端子施加第1比较器10i2的输出Vc，从电流源xI储存电荷于第1电容器C1，或者，通过将储存在第1电容器C1的电荷经由电流源I进行放电，设定电压Ve并使晶体管TRI1进行动作。晶体管可采用p型的MOS晶体管。
比较器10i2的输出电压Vc间接地施加于电容器C1，但是，只要电压Ve渐渐增加也可以直接施加。即，通过直接向电容器C1施加输出电压Vc，并在后段侧配置适当的电路，可以生成向晶体管TRI1的控制端子的输入电压Ve，并产生流过晶体管TRI1的电流ΔI1。
温度补偿电流产生电路10i具有输入温度检测电路10i的输出的第2比较器(在本例中为滞后比较器)10i3；从第2比较器10i3输出切换时开始渐渐使温度补偿电流IT1(ΔI2)增加的第2电流增加电路10i6。
当温度检测电路10i1的输出(检测温度电压Vt)输入于第2比较器10i3时，在设定温度中第2比较器10i3的输出进行切换。向第2比较器10i3输入由放大器10i5被放大k倍的检测温度电压(＝k×Vt)。向第2比较器10i3输入检测温度电压的同时，输入从温度检测电路10i1所制作的基准电位Vb。当检测温度电压k×Vt超过基准电位Vb时，第2比较器10i3的输出电压Vd输入至进行输入电压的滤波的第1缓慢控制部10i42。
第2电流增加电路10i6由第1缓慢控制部10i42和后段的第2供给电路10i44构成，并从第2比较器10i3的输出切换时，即，当成为超过基准电位Vb的设定温度时，渐渐使温度补偿电流IT1(ΔI2)增加，并控制发光输出的下降。在此，温度补偿电流IT1(ΔI2)利用电容器的充电/放电功能等来渐渐使其增加，即，比LED11的光射入时光检测元件可应答的脉冲幅度还花更长时间来使温度补偿电流IT1(ΔI2)增加，并抑制脉冲幅度变形或不稳定。
第2电流增加电路10i6具有第2电容器C2，从第2比较器10i3的输出切换时进行电压变化；第2电流控制用晶体管TRI2，输入第I电容器C2的电压Vf于控制端子，并施加温度补偿电流IT1的至少一部分。
通过向晶体管TRVf的控制端子施加第2比较器10i3的输出Vd，从电流源xI储存电荷于第2电容器C2，或者，通过将储存在第1电容器C2和的电荷经由电流源I进行放电，设定电压Vf并使晶体管TRI2进行动作。
比较器10i3的输出电压Vd间接施加于电容器C2，但是，只要电压Vf渐渐增加也可以直接施加。即，通过直接向电容器C2施加输出电压Vd，并在后段侧配置适当的电路，可以生成向晶体管TRI2的控制端子的输入电压Vf，并产生流过晶体管TRI2的电流ΔI2。
第1电流增加电路10i4及第2电流增加电路10i6的输出电流ΔI1、ΔI2被重叠而构成温度补偿电流IT1。另外，温度补偿电流IT1还可以含有其它的成分。另外，第1比较器10i2及第2比较器10i3的基准电位Va、Vb被设定为对应于不同的设定温度，并可以使温度补偿电流IT1的控制目标值成为2阶段。然而，如果增加比较器的数量，可以对温度补偿电流的控制目标值设定更多的阶段。
另外，温度补偿电流IT2、IT3是分别由电流ΔI3+ΔI4、电流ΔI5+ΔI6构成。
电流ΔI3可以通过向晶体管TRI3的控制端子输入电压Ve，并将晶体管TRI3设为ON而生成。
电流ΔI4可以通过向晶体管TRI4的控制端子输入电压Vf，并将晶体管TRI4设为ON而生成。
电流ΔI5可以通过向晶体管TRI5的控制端子输入电压Ve，并将晶体管TRI5设为ON而生成。
电流ΔI6可以通过向晶体管TRI6的控制端子输入电压Vf，并将晶体管TRI6设为ON而生成。
电压Ve、Vf的生成方法如上述所述。
对应于温度补偿切换进行多少程度的温度补偿，是根据ΔI1、ΔI2(ΔI3、ΔI4、ΔI5、ΔI6)的大小所决定的。这些值虽然是固定值，但可以通过再设计掩模(mask)来容易地进行调整。在本例中鉴于LED的特性有偏差的情况，采用可以对应于LED的特性进行适宜的调整的电路构成。
根据上述构成，分开了用于LED光输出的温度补偿的切换温度(检测温度电压Vt与基准电位Va、Vb相等的温度)，和在各温度范围(由切换温度所切割的温度范围)内的LED的驱动电流的控制，可以容易地进行为了对应于特性不同的LED的根据掩模修订的调整，可以进行电路构成的简单化和最小化，因此，对于温度补偿切换采用数字化。另外，LED的驱动电流，为了使被未图示的判定电路而急剧产生增减变化时的接收元件的比特误差(通信误差)不存在，缓慢地操作LED电流的增减。
另外，电流源xI产生电流源I的x倍的电流。并连连接在恒电流源的电容器C1、C2对应于电流量进行电荷的储存放电。例如，电容器C1的恒电流源是设为x＝2倍。当流过2倍的恒电流、晶体管TRve关闭(ON)时，1倍朝恒电流源I，而剩下的1倍储存于电容器C1。并且，当晶体管TRve开启(OFF)时，储存在电容器C1的电荷吸收1倍的恒电流，通过重复该电荷的储存·放电，Ve的电压可以呈现以充放电的时间长度为时间长度的、相对于时间轴倾斜的电压变化。电容器C2及电压Vf的变化也与此相同。另外，电压倾斜的频率设定为接收元件的最小应答频率以下，即，设定为在相关频率成分下接收元件无法应答的程度。电压Ve、Vf的电压的倾斜调整，可以通过调整电容器的容量或调整恒电流源来进行。
另外，电压Ve、Vf成为决定偏流、主电流、峰值电流的切换MOS晶体管TRI1～晶体管TRI6的同时门极输入，但是，通过切换MOS晶体管尺寸，接收元件的应答频率以下的调整也会受到影响。
图11是表示温度(℃)与LED光纤耦合光输出(dBm)的关系的图表。
输出范围REGION表示，为了以不发生误差地进行光通信所必要的光纤耦合光输出的范围(由标准规定的规格范围所求得的IC设计中所要求的相对于温度变化的光纤耦合光输出范围)。
数据L1表示上述的没有温度补偿的情况下的光纤耦合光输出特性。虚线箭头表示通过在规定温度时进行LED电流的切换光纤耦合光输出上升的情况。数据L2～L5表示在得到虚线箭头所示的温度补偿之后的光纤耦合光输出温度特性。
如数据L1所示LED具有规定的温度特性。在用于光通信时，由于有必要再不切断通信的范围内维持光纤耦合光输出，故如虚线箭头所示，对于光纤耦合光输出施加温度补偿。
LED光输出的温度补偿是经由温度检测，AD变换，缓慢操作，而施加于LED电流输出段电路的电流源选择部。上述的多阶段比较器输出的切换的进行，使伴随温度上升而增加发光输出，即，使耦合光输出成为同图所示的L2～L5。而对于可容许的输出范围REGION变窄的情况，相应地增加限制电平Va，Vb…以及输入这些的比较器即可。例如，用于车载用的光连接的情况下，由于外部环境的温度在-40℃～+105℃程度的范围内变动，因此，与此相应地构成限制电平的数量，并同样地构成比较器的数量。
图12是表示时间(μs)与信号施加时的驱动电流(mA)的关系的图表。同图是在根据温度进行LED电流切换时，监控(仿真)从主电流产生电路产生的电流的图。从图表左端向右端可以看到LED的主电流(驱动电流)缓慢上升。通过有意地进行该动作，可以抑制接收侧的脉冲幅度变形或不稳定，进而可以有效地防止通信误差。
具体而言，在此用于光通信的接收侧最小应答脉冲幅度，以实测值设定为2μs，并将其缓慢上升的时间设定为10μs程度。另外，峰值电流产生电路及偏置电路，也为与主电流产生电路同样地进行温度控制。在本实施例中，将从LED电流切换开始(k×Vt超过了Va的时刻)至规定的LED电流增减结束的时间，例如由接收元件的最小应答频率数100kHz计算出，并设定为10μs。
图13是表示温度(℃)与DC电平的驱动电流(mA)的关系的图表。
表示了相对于温度变化的，LED驱动电流为了补偿LED的光输出而阶段状地进行变化的状态。在如此变化时，如果没有使温度补偿电流缓慢地变化的本发明的电流增加电路，会产生发生上述接收侧的脉冲幅度变形或不稳定等特性劣化问题，因此不优选。
图14是表示眼形图案的波形图。
在接收侧为了将由规格所决定的输出波形的眼形图案放入规格内，或者，为了降低接收元件的规格的脉冲幅度变形及不稳定性，LED光纤耦合光输出的变化被设定为接收元件的最小应答以下。例如，当LED光纤耦合光输出突然增加时，如果其在接收元件的应答范围内，则眼形图案的纵轴方向的振幅也相应地增加。其在振幅突然变化时，会成为(发生)接收侧的脉冲幅度变形及不稳定，但在上述的构成中，可以尽量抑制相关现象。另外，波形图的横轴设定为1ns作为一刻度，而纵轴是将500mV作为一刻度。
图15是温度补偿电流产生电路的部分电路图。
通过对进行LED驱动电流的切换的晶体管(MOS晶体管)TRve施加用于储存在电容器C1中的电荷的放电所耗费的时间，缓慢地增加驱动电流。通常而言，关闭晶体管TRve，电流X1的流动如图所示，电位Ve是[H电平]的状态。作为切换信号的比较器输出Vc施加于晶体管TRvc的门极时，将其作为OFF，使电容器C1的电荷进行放电，成为[L电平]。此时，后段的晶体管可以设定为L电平、ON。
图16是表示伴随电容器放电的电压的时间变化的图表。
当开始电容器C1的放电时，电位Ve随着时间的经过渐渐地下降。通过调整电容器C1的放电，更可以调整缓慢的电压变化。另外，根据晶体管TRve的种类，通过改变电阻的大小来调整电流量，还可以缓慢进行电压变化。另外，在此作为其一例表示了晶体管TRvc和电容器C1，但是其对于晶体管TRvf和电容器C2也是相同的。另外，电流源xI的一例如图所示地连接多个晶体管，但是它可以采用各种构成。
如上说明所述，在上述LED驱动电路中，采用与温度变化成比例地产生的电压值，通过由一个(或多个)的比较器所构成的A/D变换器来产生相应于温度的数字输出，据此选择LED驱动电流量，并依据温度变化，将使LED驱动电流量变化时的条件作为一对收发光通信系统考虑，通过在比接收元件应答的脉冲幅度还长的时间内缓慢地使其变化，可以降低接受侧的脉冲幅度变形或不稳定性。
然而，脉冲幅度变形·不稳定性根据各规格必须满足各种规定的要求，在本例中使温度补偿电流渐渐变化。另外，对于作为目标的频带，为了使频带狭窄的LED高速动作，对LED施加峰值。当对于该频带狭窄的LED加上峰值时发光输出高速上升，但相反地，会产生有些凹陷。为了控制其凹陷至少具备2个峰值电流产生电路，为了提高(修正)LED的应答实施由2阶段构成的时间分割的定量峰值。
在采用一个峰值修正电路时，在脉冲波形的峰值后会产生凹陷，但当进行2个以上的峰值修正时凹陷显著降低。由此可以得到实现稳定的光通信必要不可缺的脉冲波形。通过上述构成可以进行无误差的光通信。
另外，上述装置可以广泛地用于海底电缆用光通信机器，回转仪，信息纪录媒体写入装置等。
产业上利用的可能性本发明可以利用于LED驱动电路。
权利要求
1.一种LED驱动电路，其特征在于，具备连接于LED的第1电流源；控制在所述第1电流源与所述LED之间的驱动电流的晶体管；产生施加于所述晶体管的控制端子的驱动信号的时间产生电路；将温度补偿电流施加于所述第1电流源的温度补偿电流产生电路，所述温度补偿电流产生电路具备温度检测电路；输入所述温度检测电路的输出的第1比较器；从所述第1比较器的输出切换时开始渐渐增加所述温度补偿电流的第1电流增加电路。
2.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第1电流增加电路具备从所述第1比较器的输出切换时开始进行电压变化的第1电容器；输入所述第1电容器的电压于控制端子并施加所述温度补偿电流的至少一部分的第1电流控制用晶体管。
3.如权利要求2所述的LED驱动电路，其特征在于，所述温度补偿电流产生电路具备输入所述温度检测电路的输出的第2比较器；从所述第2比较器的输出切换时开始渐渐增加所述温度补偿电流的第2电流增加电路，重叠所述第1及第2电流增加电路的输出电流以构成所述温度补偿电流的一部分。
4.如权利要求3所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第2电流增加电路具备从所述第2比较器的输出切换时开始进行电压变化的第2电容器；输入所述第2电容器的电压于控制端子并施加所述温度补偿电流的至少一部分的第2电流控制用晶体管。
5.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，具备连接于LED的第2电流源，所述时间产生电路驱动所述第2电流源以使峰值电流从所述第2电流源供给给所述LED。
6.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，具备LVDS接收用比较器，该LVDS接收用比较器具备连接于所述时间产生电路的输入端子的输出端子；输入差动信号的2个输入端子。
全文摘要
本发明涉及一种LED驱动电路，其可以改善特性。第1电流增加电路(10i
文档编号H01L33/00GK1989628SQ20058002473
公开日2007年6月27日 申请日期2005年7月22日 优先权日2004年7月22日
发明者铃木贵幸, 廻慎太郎, 浅原敬士 申请人:浜松光子学株式会社