共面波导滤波器的形成方法

专利名称：共面波导滤波器的形成方法
技术领域：
本发明涉及一种在移动通信、卫星通信、固定微波通信和其它通信技术 领域中，在有选择地分离特定频带的信号中使用的共面波导滤波器，尤其涉 及用共面线构造的这种滤波器及其形成方法。
背景技术：
近来，提出将采用共面线构造的共面波导滤波器来作为在微波通信的发 送和接收过程中的信号分离中使用的滤波器。将通过参照图l来描述共面线 的概念。
在图1中，在电介质衬底1上形成带状(ribbon-like)中央导体2、以及第 一和第二接地导体(ground conductor)3a和3b，所述第 一和第二接地导体3a 和3b被置于中央导体2的相对侧，且具有与中央导体之间的等间距。包括中 央导体2、第一和第二导体3a和3b的三个部件被彼此平行且彼此共面地形成 在电介质衬底1的公共表面上。共面线具有以下特征在形成电感耦合器的 过程中不需要通孔(via-hole)，有可能不用改变特性阻抗而实现小型化，并可 得到更大的设计自由度。用w表示中央导体2的宽度，并用s表示中央导体 2与第 一和第二接地导体3a和3b中的每个之间的间距，则共面线具有由中央 导体2的线宽w、以及第 一和第二接地导体3a和3b之间的间距d(w+2s)所确 定的特性阻抗。
参照图2A到2C，现在将描述共面波导滤波器的传统例子，其中，第一 到第四谐振器5a到5d被置于一条线上。每个谐振器包括具有等价于四分之 一波长的电长度的中央导体2、以及置于中央导体2的相对侧、并与中央导 体2平行且以间距s与中央导体2隔开的第一和第二接地导体3a和3b，上述 部件形成在电介质衬底1的公共表面上。
向共面波导输入信号的共面波导的第 一输入/输出终端部分4a与第 一谐 振器5a电容性耦合(capacitively couple)。在示出的例子中，第一输入/输出终 端部分4a的中央导线24a的一端和第一谐振器5a的中央导线2R1的一端被用 梳齿方式(comb teeth)以彼此配对的关系放置、并以间隙gl被隔开以便增强电 容性耦合，从而形成第一电容耦合器6a。通过分别连接到第一和第二接地导 体3a和3b的头豆线导体(shorting line conductor)7al和7a2,卄寻中央导线2R1的 另一端和第二谐振器5b的中央导线2r2的一端速接在一起，从而在第一和第 二谐振器5a和5b之间形成第一电感耦合器8a。
在短线导体7al和7a2的每一边上，凹槽(cut)20被形成到第一和第二接 地导体3a和3b中，由此短线导体7a被明显地延长，从而增加了第一电感耦 合器8a的耦合度。在第二谐振器5b的中央导线2r2的另一端和第三谐振器 5c的中央导线2r3的一端之间提供间隙g2,由此，通过第二电容耦合器6b 将第二和第三谐振器5b和5c耦合在一起。
中央导线2R3的另 一端和第四谐振器5d的中央导线2R4的一端通过短线 导体7bl和7b2被连接在一起，并纟皮连接到接地导体3a和3b，由此，通过第 二电感耦合器8b将第三和第四谐振器5c和5d耦合在一起。在第二电感耦合 器8b中，也将凹槽20形成到接地导体3a和3b中。
第四谐振器5d和第二输入/输出终端部分4b被电容性耦合。具体地，中 央导线2R4的另 一端和第二输入/输出终端部分4b的中央导线2化被以啮合梳 齿(meshingcombteeth)的结构形成，并以相对的关系放置，且以间隙g3隔开， 由此形成在其间提供强耦合的第三电容耦合器6c。
如上面所提到的，由中央导线的宽度w、以及第一和第二接地导体3a和 3b之间的接地导体间距d(w+2s)来确定共面线的特性阻抗。然而，为了易于 设计， 一起形成传统波导滤波器的谐振器5a、 5b、 5c和5d具有和连接到输 入/输出终端部分4的各种设备的特性阻抗一样的50Q的特性阻抗。(例如， 参见H.Suzuki, Z.Ma, Y.Kobayashi, K.Satoh， S.Narashima禾口 T.Nojima: "A low-loss 5GHZ bandpass filter using HTS quarter-wavelength coplanar waveguide resonators" , IEICE Trans. Electron., vol. E-85-C， No.3, pp714-719, March 2002.)
因此，在形成共面波导滤波器的实现中，通过设计如下滤波器，在电介 质衬底上蚀刻导电膜(conductorfilm)来形成如图1A所示的模式，其中，当将 输入/输出终端部分的接地导体间距d,和中央导线宽度w,选择为分别等于谐
振器的接地导体间距d2和中央导线宽度w2时，所述滤波器满足具有50n的
特性阻抗的预期滤波响应。将功率输送到生成的共面波导滤波器，并且，确 定最大输入功率，使得出现的功率损耗等于或小于已知值，或者，如果使用 超导材料来形成蚀刻的导电膜，则确定最大功率输入，以便避免超导状态的 丢失。换句话说，直到已形成了滤波器之后，才能确定最大输入功率电平。
图3图示出传统共面波导滤波器的电流密度分布。在图3中，X轴表示 共面线的长度的方向，而Y轴表示与其正交的方向，并且，沿着纵坐标指示 给定坐标的电流密度。如后面将作进一步描述的，从图3中可以看出，电流 密度在第一和第二电感耦合器8a和8b的边线9(用粗线表示)上达到其最大 值，并且，这已成为造成功率损耗增加的关键因素。
在位于距共面线的输入约8.5mm距离的第一电感耦合器8a处、以及位 于距该输入约20mm距离的第二电感耦合器8b处，电流密度呈现为约 2200A/m的最大值。图4以放大比例图示了第一电感耦合器8a的电流密度分 布。图4中示出的沿着X轴的位置表示以图2中示出的第一输入/输出终端部 分4a的信号输入端作为基准的长度，而对应于8.892mm的位置在图2中用 线IV-IV指示。具体地，从位于朝向第二谐振器5b的短线导体7al的侧边缘 (lateral edge)向输入退回0.014mm的X轴位置表示图4中示出的8.892mm的 位置。图4示出从此位置到输出的0.1mm的范围内的电流密度分布。可以看 出，电流密度在包括短线导体7al接触第一接地导体3a的拐角a、以及短线 导体7al接触中央导线2R2的另一个拐角P的两个位置处特别高，并且，该电 流在位于第一接地导体3a中的矩形凹槽20的拐角a的相对侧上的拐角y处 被集中，其中所述矩形凹槽是为了增加电感耦合器8的耦合度的目的而提供 的。电流集中的这种峰值还出现在相对于通过短线导体7al的宽度的中心所 画的中心线、与拐角a、卩和Y线对称分布的各个拐角处。特别高的电流集中 峰值出现在三个拐角a、 P和Y处。应当理解，第二接地导体3b的一边上有 着相同的趋势，在短线导体7a2和中央导线2R2以及第二接地导体3b之间的 每个拐角处产生电流集中。
在传统滤波器中，已有的增加电感耦合器的耦合度的方法为减小短线 导体7al和7a2的宽度、或通过将凹槽20提供到接地导体3中来增大短线导 体的实质长度。这种方法的结果是，电流集中出现在形成电感耦合器的短线 导体的拐角处，并且，在其中由超导材料构成电介质衬底上的导电膜的滤波
器中产生了一个问题，即，如果谐振器在临界温度以下被冷却，则超过临界 电流密度的电流集中的出现会破坏超导状态。
还产生了一个问题，即，短线导体7al、 7a2、 7bl和7b2的构造结构变 得更精细或复杂，在保证设计精度方面带来了困难。
已考虑到这些方面而做出本发明，并且，为其目的，本发明提供一种共 面波导滤波器，其通过确保可以维持设计精度、并在元件导电膜由超导材料 构成的情况下避免超导状态被破坏的构造，来减小谐振器中的最大电流密度， 并避免功率损耗的增加。
还应当理解，在传统形成方法中，在已形成共面波导滤波器之后确定滤 波器输入信号的功率，并且，难以制造具有对预定的输入信号功率的期望响 应的滤波器。

发明内容
本发明提供一种共面波导滤波器，包括电介质衬底、由在电介质衬底 上形成的中央导线和接地导体所形成的共面谐振器、以及通过耦合器与所述 谐振器耦合的共面输入/输出终端部分，其中，使共面谐振器的接地导体间距 和中央导线宽度中之一大于输入/输出终端部分的接地导体间距和中央导线 宽度中对应的一个。
根据本发明，减弱共面谐振器中的电流密度的集中，以减小功率损耗， 并且当限定滤波器的导电膜由超导材料构成时，防止了超导状态的破坏。
根据本发明的形成方法，基于预定的最大电流密度、中央导线宽度对电 介质衬底的衬垫(spacer)导体间距的比值、以及接地导体材料之间的关系，来 确定与给定的最大电流密度(功率)有关的接地导体间距和中央导线宽度，并 且，基于所确定的值而将中央导线和接地导体的模式形成在电介质衬底上。
通过此形成方法，有可能为了预定的所需输入功率而形成共面波导滤波器。


图1为说明共面线的概念的透视图2A为传统的共面波导滤波器的平面视图2B为图2A的右手侧的正视图2C为图2A的前视图3图示出传统共面波导滤波器的电流密度分布； 图4图示出传统共面波导滤波器中的电感耦合器的电流密度分布； 图5A为根据实现本发明的第一模式的、四分之一波长四级共面波导滤 波器的平面视图5B为图5A的右手侧的正^f见图； 图5C为图5A的前一见图6图示出根据第一模式的最大电流密度和谐振器的中央导线宽度w, 对接地导体间距d,的比值k之间的关系；
图7图示出根据第一模式的谐振器的无负载Q值和谐振器的中央导线宽 度w,对接地导体间距d,的比值k之间的关系；
图8图示出图5中所示的四分之一波长四级共面波导滤波器的电流密度 分布；
图9图示出图5中所示的四分之一波长四级共面波导滤波器中的电感耦 合器的电流密度分布；
图10图示出根据第一模式的、四分之一波长四级共面波导滤波器中的示 例汁生频率响应；
图11图示出相对于在根据实现本发明的第一模式的滤波器中的中央导 线宽度对接地导体间距的比值k而绘制的示例性特性阻抗；
图12为一个实施例的平面视图，其中将实现本发明的第一模式应用到单 极谐振器滤波器；
图13A为一个例子的平面视图，其中将实现本发明的第二模式应用到四 分之一 波长四级共面波导滤波器；
图13B为图13A的右手侧的正视图； 图13C为图13A的前视图14图示出图13中所示的四分之一波长四级共面波导滤波器的电流密 度分布；
图15图示出图13中所示的四分之一波长四级共面波导滤波器中的电感 耦合器的电流密度分布； -
图16图示出相对于中央导线宽度w,而绘制的最大电流密度i,皿，n; 图17为包含在金属外壳中的共面波导滤波器的一个实施例的透视图18为实现本发明方法的模式的示例性处理程序的流程图；以及 图19为在图18中所示的处理程序的一部分中利用的辅助单元的示例性 功能结构的方框图。
具体实施例方式
现在将通过参照附图来描述实施本发明的模式。
实施本发明的第一模式 实施例1
将通过参照图5.A到5C来描述实施本发明的第一模式。以四分之一波长 四级共面波导滤波器的形式示出实施本发明的该模式，其中，四分之一波长 共面谐振器5a到5d以与图2中所示的相似方式排列在一条线上。作为区別， 将形成共面波导滤波器的每个谐振器的接地导体3a和3b之间的接地导体间 距d,选择为大于输入/输出终端部分4a和4b中的每个的接地导体间距dio。
例如，从与连接至第一输入/输出终端部分4a和4b的设备的特性阻抗相 匹配的观点来说，将对其输入信号的第一输入/输出终端部分4a的特性阻抗
因此，在本例子中，将第一和第二输入/输出终端部分4a和4b的每个中 央导体的每条线243和2牝的宽度Wi。选择为0.218mm，而将接地导体间距dio 选择为0.4mm。另一方面，在排列在第一和第二输入/输出终端部分4a和4b 之间的谐振器5a到5d的每个中，中央导体2R1到2R4中的每个都具有等于 0.2] 8mm、并由此等于第 一和第二输入/输出终端部分4a和4b的中央导体宽 度的宽度w,，但在图5中，每个接地导体间距d,被选择为大于0.4mm,并处 于等于或小于最大值1.78mm的范围中。因此，在此例子中，每个谐振器的 接地导体间距d,大于第一和第二输入/输出终端部分4a和4b中的每个的接地 导体间距di。。然而，如从图6中将明显看出的，在此图中，当接地导体间距 d,增大时，i,皿，,，-k特性曲线向下移动，并且该曲线的斜率变得平緩，并且， 因此山不被限制为等于或小于上面提到的1.78mm。
在第 一输入/输出终端部分4a和第 一谐振器5a之间形成第 一电容耦合器 6a的电容耦合端51和61以对应于增大的接地导体间距d,的方式，朝向接地 导体3a和3b延伸，并且，所述电容耦合端51和61以靠近相对方式、且以
间隙g,相隔开地被放置。例如，将以相对的关系放置所述端51和61的长度 选择为等于图2中示出的第一电容耦合器6a的耦合端之间的相对的长度。因 此，通过简单的构造来形成第一电容耦合器6a,其中，耦合端沿着直线相对， 而不使用复杂的啮合梳齿结构。
在第一和第二谐振器5a和5b之间耦合的短线导体7al和7a2具有足够 的长度来提供满意的耦合度，以起到第一电感耦合器8a的作用，而不在这些 短线导体7al和7a2、以及第一和第二接地导体3a和3b之间的接合区域中， 将如图2A所示的凹槽20形成到第一接地导体3a和第二接地导体3b中，这 是因为接地导体间距d,大于现有技术的对应值。因此，第一电感耦合器8a 具有比图2中所示的结构简单的结构。
以和第一电感耦合器8a相同的方式来构造第二电感耦合器8b。因此，在 实施本发明的第一模式中，没有为增加电感耦合器8a和8b的耦合度而将凹 槽20形成到已在现有技术中使用的接地导体中。换句话说，中央导线2R,到 2R4和接地导体3a及3b之间的间距S2等于形成电感耦合器8a和8b的短线 导体7al、 7a2、 7bl和7b2中的每个的长度L,并因此，不存在形成到接地 导体3a和3b中的矩形凹槽20。
换句话说，短线导体7al和7bl与接地导体3a成直角连接，并且，朝向 接地导体放置的接合处的边缘延伸到与中央导线2R1和2r4平行的第一和第二 电容耦合器6a和6b的位置。
由此，短线导体7a和7b及其与接地导体的接合呈现为可易于制造的简 单结构，减小了电流密度很可能被集中的载流线(cmTent carrying Une)上的拐 角。除了在结构上改变了电容耦合器的耦合端、以及在形成电感耦合器的短 线导体和接地导体之间的接合区域中不形成凹槽之外，第一谐振器5a之后的 结构和上面结合图2所描述的四分之一波长四级共面滤波器的配置相同。因 此，仅简练地描述其连接。
由于以上面提到的方式来构造短线导体7a和7b,所以，谐振器5b、 5c 和5d的每个中央导线2R2、 2r3和2r4、以及接地导体3a和3b之间的间距等 于S2。以和图2中示出的第二电容耦合器6a相同的方式来构造放置在第二 谐振器5b和第三谐振器5c之间的第二电容耦合器6a。以和图5中示出的第 一电容耦合器6a相同的方式来构造放置在第四谐振器5d和第二输入/输出终 端部分4b之间的第三电容耦合器6c。具体地，中央导线2r4的一端上的电容
耦合端62、以及中央导体24b的一端上的电容耦合端52为简单的宽线性部件 (wider linear member),其在两边上，相对于中央导线的每一边交叉地延伸， 并且，被靠近地隔开并彼此相对以增加耦合度。第二输入/输出终端部分4b 具有等于0.218mm的中央导线宽度Wi。、等于0.4mm的接地导体间距4、以 及50Q的特性阻抗，以便和与其连接的外部设备的特性阻抗相匹配。
图6中使用接地导体间距d,作为参数，图示了对于以图5中所示方式构 造的四分之一波长四级共面波导滤波器中的单个谐振器的、流过滤波器的电 流的最大电流密度和比值k之间的关系的仿真结果，其中k是谐振器的中央 导线宽度w,和接地导体间距d,之间的比值。因此，通过在电感耦合器的区域 中没有将矩形凹槽20形成到接地导体中的条件下执行仿真来获得此结果。通 过电压为1Vpp、且频率为5GHZ的正弦波输入，来进行该仿真。在图6中， 横坐标表示中央导线宽度w,对接地导体间距d,的比值k或w,/d,，而纵坐标
表示由按最大电流密度归一化的最大电流密度imax,n,其中所述最大电流密度
在利用接地导体间距d尸0.4mm、以及50Q的阻抗的谐振器中出现。将作为参 数的接地导体间距ch选择为0.4mm、 0.545mm、 0.764mm、 1.055mm和 1.780mm。因此，当接地导体间距d,等于L780mm时，中央导线宽度将处于 其最大值，允许中央导线宽度w,在从0.035mm到1.744mm (在接地导体间距 山等于1.780mm时采用该宽度)的范围中变化。当中央导线宽度w,增大、而 维持接地导体间距山不变时，最大电流密度显示出具有凹形结构的响应，如 二次曲线。
图6中用细线2.1绘制的数据表示当中央导线宽度w,保持为0.218mm不 变时所获得的数据。当接地导体间距d,等于0.4mm时，随之k二0.54,并且选 择此点22作为表示用于最大电流密度的归一化的1.0。当接地导体间距d,增 大为0.545mm时，随之1^=0.4,由此，归一化的最大电流密度(下文中简单地 称为"电流密度")减小为约0.83。当接地导体间距d,进一步增大为0,764mm 时，随之1(=0.29,由此，电流密度减小为约0.69。当接地导体间距d,增大为 1.055,mm时，随之1〈=0.2,由此，电流密度减小为约0.56。当接地导体间距 山增大为1.78mm时，随之1(=0.12,由此，电流密度减小为约0.4。
这样，当中央导线宽度wj呆持不变时，谐振器的最大电流密度随着接地 导体间距d]的增大而减小。
将更为细致地考虑图6。如前面提到的，当接地导体间距d,等于0.4mm
时，1(=0.54且特性阻抗等于50Q。在此点22上，最大电流密度被归一化为 1.0。假定可用范围处于从电流密度的最小值起+10%的范围内，那么，当接地 导体间距d，等于0.4mm时，其中最大电流密度等于或小于1.1的k的范围将 处于从0.20到0.73的范围中。
当接地导体间距d,等于0.545mm时，最大电流密度将为0.83，并在k=0.47 的情况下呈现出最小值。因此，其中最大电流密度保持在从最小值起的+10% 内的可用范围将为从最大电流密度为0.91处的1〈=0.19到1(=0.71。当接地导 体间距d,等于0.764mm时，最大电流密度在k=0.4处呈现为最小值0.68。因 此，其中最大电流密度保持在+10%内的可用范围将为从最大电流密度为 0.75处的1(=0.13到k=0.76。当接地导体间距d,等于1.055mm时，最大电流 密度在k二0.4处呈现为最小值0.55。因此，其中最大电流密度保持在+10%内 的可用范围将为从最大电流密度为0.61处的1。0.11到k=0.75。考虑接地导 体间距d,等于1.780mm,则最大电流密度在k=0.41处呈现为最小值0.37,并 且，其中最大电流密度保持在+10%内的可用范围为从最大电流密度为0.41 处的k=0.12到k=0.70。
从上述结果中可以看出，对于如上面所考虑的在从0.4到1.78mm的范围 中的接地导体间距d,的值来说，最大电流密度可在k=0.20到k=0.70的范围 中维持在从最d、值起的+10%之内。
这样，以所述方式将接地导体间距d,和中央导线宽度w,设置为对应于其 中相对于k的改变，最大电流密度没有实质改变的范围的中央部分。随后， 通过遵循所设置的接地导体间距山和中央导线宽度w"在电介质衬底上蚀刻 导电膜来形成共面波导滤波器以便可以满足预期的滤波器响应。那么，有可 能通过预先确定其中最大电流密度相对于k没有实质改变的范围，遵循要求 的规定，而以简单的方式来形成共面波导滤波器。
图6中的粗线23表示连接谐振器的特性阻抗Zo保持为Z『50^不变的点 的曲线。在接地导体间距d,等于0.4mm时提供50Q的特性阻抗Z0的中央导 线宽度w,被给定为w^0.218mm,并且此点是最大电流密度,皮归一化为1.0 之处。在接地导体间距山等于0.545mm时提供的特性阻抗Z0的中央导 线宽度w,被给定为w^0.325mm，并且电流密度约为0.84。在接地导体间距 d,等于0.764mm时提供50Q的特性阻抗Z0的中央导线宽度w,被给定为 w^0.482mm，并且电流密度约为0.70。
在接地导体间距d,等于1.055mm时提供50Q的特性阻抗Z0的中央导线 宽度wj皮给定为w，0.707mm，并且电流密度约为0.56。在接地导体间距 等于1.78mm时提供的特性阻抗Z。的中央导线宽度w,被给定为 w产I.308mm,并且电流密度约为0.4。
例如，当使谐振器的特性阻抗Zo恒定在50Q不变时，谐振器的最大电流 密度可随着中央导线宽度w,的增大而减小。选择大于dj。的d,会引起最大电 流密度减小，并且，最好选择大于Wi。的w,,以维持特性阻抗不变，并可通 过调整所述两个参数，来将i,皿,n保持为尽可能小。
减小最大电流密度具有减小谐振器中的导体损耗的效果。图7示出了谐 振器的无负载Q值和k之间的关系。在图7中，横坐标表示中央导线宽度w, 对接地导体间距d,的比值或k二w,/山，而纵坐标表示当对于接地导体间距 d「0.4mm、特性阻抗50Q处的无负载Q值被归一化为基准l.O时的无负载Q 值Q。,n。通常，在从0.25到0.55的k的范围中，谐振器的无负载Q值呈现为 其最大值。细实线24表示连接中央导线宽度w,保持为0.218mm不变的点的 曲线。粗实线26表示从点25开始的、连接特性阻抗Z()-50n的点的曲线， 其中点25为在中央导线宽度w产0.218且接地导体间距d产0.4mm的情况下， 特性阻抗Z『50Q的位置。
在共面滤波器需要低插入损失响应(low insertion loss response)的情况中， 可作出排列来设置提供谐振器的最大无负载Q值的中央导线宽度对接地导体 间距的比值k。
现在将描述特性阻抗和中央导线宽度w,对接地导体间距山的比之间的 关系。在分布式恒定线(constant line)上的电流和电压之间的关系通常由下面 的等式给出
<formula>formula see original document page 12</formula>其中，
Ii、 Vj:行波的电流值和电压值 In V"反射波的电流值和电压值 Y:传播常数 a:衰减常数
P:相位常数 Z:特性阻抗 R:串联电阻 L:串联电感 G:并联电导 C:电容
分布式恒定线上的电流值与特性阻抗成反比。共面类线(coplanartype line)
的特性阻抗如下给出 7 —仏v尺'W
其中，Seff表示共面类钱的有效介电常数，，为自由空间中的波阻抗，K(k) 为第一类的理想椭圓积分，而'为导数。
seff、 riQ和K(k)表示如下 —，」岸,)
由k、电介质衬底的介电常数Sr、以及电介质衬底的厚度h来确定特性阻 抗Zo。这样，可通过以适当的方式改变中央导线宽度w,对接地导体间距d, 的比值k来改变特性阻抗。
考虑到以上内容，将描述本发明的另一个实施例。通过试图减小定义共 面波导滤波器的谐振器的最大电流密度，已对增大的谐振器的特性阻抗的使 用作出了研究。通过例子的方式，例如，考虑具有IOOQ的特性阻抗的谐振 器与具有50Q的特性阻抗的第一输入/输出终端部分4a的组合。上述的、图 5中所示的滤波器包括具有50Q的特性阻抗的第一输入/输出终端部分4a，并
实施例2
且当谐振器具有100Q的特性阻抗时，假定第一输入/输出终端部分4a的接地 导体间距di。为0.4mm且中央导线宽度Wi。为0.218mm，则得出谐振器将具有 1.780mm的接地导体间距d,和0.218mm的中央导线宽度w,。
图8中图示了此数值例子的、对四分之一波长四级共面波导滤波器中的 电流密度分布执行仿真的结果，其对应于图4。电流密度在位于距共面线的 输入端约8.0mm的距离的第一电感耦合器8a处、以及还在位于距该输入端 约22mm的距离的第二电感耦合器8b处达到其最大值。电流密度的峰值约为 1200A/m,该电流密度与图3中所示的略小于约2200A/m的峰值相比显著减 小。图9以与图4相对应的方式、以放大比例图示了第一电感耦合器8a的电 流密度分布。距第一输入/输出终端部分4a的信号输入端8.159mm的距离的 位置落在短线导体7al上，并对应于由图5中示出的线IX-IX所指示的部分。 因此，从朝向谐振器5b放置的短线导体7al的侧边缘退回约0.02mm的X轴 位置，表示图9中示出的8.159mm的位置。图9图示了从此位置开始并向输 出延伸约O.lmm的范围中的电流密度分布。可以看出，电流集中出现在短线 导体7al接触中央导线2R2的拐角(3处。图9中不存在其它出现电流集中的拐 角。这样，通过此实施例，减小了电流密度中的峰值个数。所述单个峰值约 为1200A/m的值，其被减小到约为传统值的55%的幅度。峰值个数减小的原 因在于，作为在现有技术中出现的进入接地导体的矩形凹槽20在此实施例中 不存在这一事实的结果，发生电流集中的拐角的数目减小。峰值电流密度的 咸小代表将谐振器的特性阻抗增大到的效果。
通过此实施例，减小了谐振器5a到5b的每个中的电流密度，并且，相 对于图3和4，最大电流密度减小了 45%，其被转换为约70%的功率减小。
应当注意，使用等于100Q的谐振器的特性阻抗在第一和第二输入/输出 终端部分4a和4b处产生特性阻抗的失配。在此方面中，对于第一输入/输出 终端部分4a来说，在第一输入/输出终端部分4a和第一谐振器5a之间连接的 第一电容耦合器6a用作防止反射损耗的发生的阻抗转换器。类似地，对于第 二输入/输出终端部分4b来说，第三电容耦合器6c用作阻抗转换器。
图IO示出在图5中所示的共面波导滤波器的频率响应。在图10中，横 坐标表示频率f而纵坐标表示增益G。在图10中，虛线指示滤波器的通频带， 而实线指示通频带内的信号反射量。从通频带宽度内的最大反射小到-30dB 的事实中可以看出，不存在由第一和第二输入/输出终端部分4a和4b与谐振
器5a到5d之间的特性阻抗的差引起的损耗。
在以上描述中，与特性阻抗等于50Q的第一和第二输入/输出终端部分 4a和4b相对，谐振器的特性阻抗呈现为100Q，但应当理解，本发明不限于 这一特性阻抗的组合。例如，通过适当改变中央导线宽度w,对接地导体间距 d,的比值k,相对于输入/输出终端部分的50Q的特性阻抗而为谐振器选择 150Q的特性阻抗是容易实现的。图11图示了当中央导线宽度w,对接地导体 间距d,的比值k或lew,/d,变化时的特性阻抗Zo的变化。在图ll中，横坐 标以对数比例来表示k,而纵坐标使用d,作为参数来表示特性阻抗Zo。当d, 等于O.lOOmm时，特性曲线与当d,等于0.400mm时基本相同。当d,等于 1.780mm时，Zo呈现为稍高的值。有可能为从0.54到0.65的k的范围建立 50^的特性阻抗，为0.1左右的k值建立的特性阻抗，而为等于O.Ol 的k值建立140Q或更大的特性阻抗。
这样，通过减小k值，有可能增大特性阻抗。然而，简单增大特性阻抗 不保证可减小最大电流密度。如上述的图6所示，最大电流密度在大约从0.25 到0.55的k的范围中呈现其最小值。因此，需要的不是简单减小k来增大特 性阻抗。从图6中看出，当k减小到约0.1或更小时，最大电流密度急剧增 大。考虑到图11中示出的内容，即对于0.1左右的k值的特性阻抗约为IOOQ， 可以看出，如果选择特性阻抗大于100Q,则减小最大电流密度的效果变小。 由上，作为优选，将k选择为约0.08或更大，而将所述阻抗设置在IOOQ或 更小。
在本实施例中，已描述了一个例子，其中串联连接四个谐振器，但应当 理解，谐振器的数目不限于四个。即使单级谐振器也可起到滤波器的作用。 例如，对于单级谐振器来说，图10中示出的频率响应中，由实线指示的反射 响应将仅在一个位置处急剧衰减，并且，由虛线指示的通频带响应将为在反 射响应显示出急剧衰减的频率处具有陡峰的窄响应(narrow response)。这样， 即使通频带变窄，单级谐振器仍起到滤波器的作用。图12中示出了由单级谐 振器形成的滤波器的例子。第一谐振器5a的中央导线2R1的一端通过第一电 容耦合器6a与第 一输入/输出终端部分4a耦合，而中央导线2RI的另 一端通 过第一电感耦合器8a与第二输入/输出终端部分4b耦合。将第一和第二输入 /输出终端部分4a和4b的中央导线宽度Wj。和谐振器5a的中央导线宽度w, 选择为彼此相等，而将谐振器5a的接地导体间距d,选择为大于第一和第二输入/输出终端部分4a和4b的接地导体间距d,。朝向第 一输入/输出终端部分 4a放置的第一电容耦合器6a的电容耦合端51表示中央导线243的简单延长， 而通过中央导线2w自身直接限定朝向中央导线2R,放置、并与耦合端51相 对的电容耦合端61。因此，第一电容耦合器6a具有比图5中示出的第一电容 耦合器6a小的耦合强度。
第二输入/输出终端部分4b的中央导线24b直接与短线导体7al和7a2相 连接。通过电感耦合器8a将谐振器5a和第二输入/输出终端部分4b耦合在一 起。谐振器和输入/输出终端部分之间的耦合根据耦合强度的设计平衡而设 置，并可包括电容或电感耦合。
如将从单级谐振器滤波器的滤波器响应的描述中理解的，当使用多个谐 振器时，例如，在图5示出的例子中，通过调整谐振器5a到5d中的相邻谐 振器之间的耦合，获得图10中示出的总体需要的通频带宽。
在实施本发明的该模式中，中央导线2和第一和第二接地导体可由镧-、 钇-、铋-、铊-以及其它高温超导体构成，以限定超导波导滤波器。由于根据 本发明来减小最大电流密度已成为可能，所以，出现电流流动超过高温超导 体的临界电流的可能性被最小化，使得超导共面波导滤波器的低损失效果被 完全实现，而不伴随超导共面波导滤波器的损坏。例如，通过参照图6，可 预先选择中央导线宽度和接地导体间距，以在所要求的最大电流密度下，避 免电流流动超过高温超导体的临界电流。
实施本发明的第二模式
现在将描述实施本发明的第二模式，其中，特性阻抗维持不变，而使谐 振器的中央导线宽度w,大于输入/输出终端部分的中央导线宽度Wi。，以减小
电流密度。
图13A到13C中图解了实施本发明的第二模式。在此例子中，四个四分 之一波长四级共面谐振器5a到5d串联连接，并且此例子与图2中示出的现 有配置的不同之处在于，谐振器5a到5d中的每个的中央导线宽度w,和接地 导体间距山大于输入/输出终端部分4a和4b中的每个的中央导线宽度Wi。和 接地导体间距dj。。然而，在此例子中，从表示信号输入终端的第一输入/输出 终端部分4a,通过各个谐振器到表示信号输出终端的第二输入/输出终端部分 4b的特性阻抗采用恒定值，该值被选择为50Q。在被置于输入和输出端的第
一和第二电容耦合器6a和6c中，与中央导体243和2朴相邻放置的电容耦合 端51和52以中央导体的交叉相对方向(opposite crosswise direction)上延长， 并被与谐振器的电容耦合端61和62平行且靠近相对地放置，以通过与图5 中示出的实施例中的方式相类似的方式来加强耦合。在第一和第二电感耦合 器8a和8b中的第一和第二接地导体3a和3b中的任一个中都未形成图2中 示出的矩形凹槽20。为给出特定数值，与图5中的0.218mm相对，在此例子 中的形成谐振器的中央导线宽度w,被选择为1.164mm。
图14中图示出根据实施本发明的第二模式的四分之一波长四级共面波 导滤波器的电流密度分布，其对应于图3。在位于距共面线的输入约10mm 距离的第 一电感耦合器8a处、.以及位于距该输入约25mm距离的第二电感耦 合器8b处，电流密度处于其最大值。电流密度的峰值约为1100A/m,其比图 3中示出的峰值显著减小。图15以与图4相对应的方式、以放大比例图示出 第一电感耦合器8a的电流密度分布。图15中示出的在10.437mm的位置表 示与图13中示出的线XV-XV相对应的X轴位置，从朝向谐振器5b放置的 短线导体7al的侧边缘向输入退回约0.02mm时到达该位置。图15图示出从 此位置开始并向输出延伸O.lmm的区域中的电流密度分布。应当注意，电流 集中出现在作为短线导体7al和中央导线2R2之间的接合的拐角[3处。峰值达 到约1100A/m。除了此峰值，不存在其它峰值或集中的电流密度。将在示出 上面与现有技术相结合来描述的第一电感耦合器8a处的电流密度分布的图 14、以及实施本发明的第二模式的第一电感耦合器8a处的电流密度分布之间 考虑作一个比较。首先应当注意，在当前例子中，电流密度的峰值个数减少。 峰值具有约为1100A/m的值，其降低至约50。/。的级别。峰值数的减少可归因 于在当前例子中，不存在在现有技术中使用的置入接地导体的矩形凹槽20。 电流密度的峰值的减少代表增大中央导线宽度w,的效果。
可以看出，如果特性阻抗维持在50Q不变，则通过增大中央导线宽度 w,来减小每个谐振器中的电流密度，在最大电流密度中的减小总计约为50%， 其等价于约75%的功率减小。
图16中图示出当特性阻抗维持不变时，相对于中央导线宽度w,而绘出 的最大电流密度。在图16中，横坐标表示中央导线宽度w,,而纵坐标表示 每个特性阻抗线的最大电流密度imax，其中通过中央导线宽度w,等于1.16mm
的50Q的特性阻抗线上的最大电流密度对所述最大电流密度imax归一化。示
出对于作为参数的20、 40、 50、 60、 70、 80、 100和的特性阻抗的响 应。应当注意，所述响应为这种响应，即随着中央导线宽度w,增大，最大电 流密度变小。
由于通常使用50Q的特性阻抗，所以，当从第一输入/输出终端部分4a 到第二输入/输出终端部分4b使用50Q的特性阻抗时，谐振器的中央导线宽 度w，可从第一输入/输出终端部分4a的中央导线宽度Wi。延长的范围可从图 11中确定。由于当第一输入/输出终端部分4a具有0.4mm的接地导体间距di。 和0.218mm的中央导线宽度w,。时，第一输入/输出终端部分4a具有等于0.54 的k值，所以，通过在0.54〈k《0.65的范围中选择谐振器的k值，可通过增 大中央导线宽度w,而从图11中得到电流密度减小的效果。
如上面提到的，根据本发明，可将电流密度减小到现有技术的共面滤波 器的最大电流密度之下，其中在现有技术中，将谐振器的接地导体间距和中 央导线宽度选择为等于输入/输出终端部分的接地导体间距和中央导线宽度。
尽管已通过将接地导体间距d,的最大值选择为1.780mm、且将中央导线 宽度w,的最大值选择为1.308mm来描述了本发明，但应当理解，本发明不 限于这些数值。根据本发明，通过选择中央导线宽度w,对接地导体间距d, 的比值W,/dp使优选的滤波器设计成为可能，并且因此，本发明并不由这样 的数值决定。
图17中示出根据本发明的再一实施例的共面波导滤波器。例如，正方形 管状金属外壳10包含上面提到的实施例中的任意一个的共面波导滤波器]1。 将共面波导滤波器11与外壳10的一个侧面平行且呈相对关系地放置，外壳 10的内部空间基本上被共面波导滤波器11作二等分。从共面波导滤波器11 发射的电磁功率几乎全部被外壳10的内表面反射，并且所发射的电磁功率的 大部分被共面波导滤波器11回收，由此减小了发射损耗。通常，将使用超导 材料的共面波导滤波器包含在某些种类的外壳中，以产生超导状态。
可将本发明类似地应用于传输线，如接地共面线，只要其能够通过适当 设计来形成滤波器、以及调节输入/输出终端部分的特性阻抗和在传输线内形 成的谐振器的特性阻抗。
实施本发明的第三模式
作为实施本发明的第三模式，将描述根据本发明的形成滤波器的方法。图18中示出用于此才莫式的处理程序的例子，而图19中示出在该程序的一部
分中使用的辅助单元的示例性功能结构。
对于具有中央导线宽度w,和接地导体间距d,的变化值的共面谐振器5, 基于在假定要使用共面波导滤波器的系统中所要求的电流(功率)，通过使用最 大电流密度计算器31来确定谐振器5中的最大电流密度(步骤S1)。
对于这样得到的大量计算结果，以在对实施本发明的第 一模式的描述中 的上述方式，参照图6来确定中央导线宽度w,对接地导体间距d,的比值k 或k二w,/d!的每个值的归一化最大电流密度i隨，n,并且，将此对应关系以及 主要的所计算的电流值存储在数据库32中(步骤S2)。
预先准备此数据库32。
因此，形成滤波器的方法通常以根据使用共面波导的系统所要求的电流 id、而通过最大电流密度判定单元33获得在数据库32中的几个归一化最大电 流密度而开始(步骤S3)。
选择器34选择多个k值并显示在显示器35上，其中所述k值对应于归 一化最大电流密度的范围，所述最大电流密度的范围等于或小于如上获得的、 高于几个归一化最大电流密度10%的值(步骤S4)。
对于几个所选择的k,由参数计算器36基于所要求的特性阻抗、外部轮 廓(outer profile)尺寸以及其它条件，而确定接地导体间距d,和中央导线宽度 w,,并将其显示在显示器35上(步骤S5)。
随后为具有所显示的接地导体间距d,和中央导线宽度w,的滤波器、输入 /输出终端部分和每个耦合器设计模式(pattem)(步骤S6)。蚀刻电介质衬底上的 导体膜，以便可得到所设计的模式，由此形成期望的共面波导滤波器(步骤 S7)。
当期望如系统需求来减小最大电流密度时，可增加特性阻抗，和/或减小 中央导线宽度。当期望如系统需求来减小导体损耗时，可修改k,以便增加 谐振器5的无负载Q。
这样，可形成符合系统要求的电流的滤波器。这与现有技术截然不同， 其中，确定完整滤波器中的最大电流密度，并随后确定在相应系统中的使用 的电流(功率)。
权利要求
1、一种形成共面波导滤波器的方法，其中所述共面波导滤波器包括电介质衬底、由在所述电介质衬底的表面上形成的中央导线和接地导体所形成的谐振器、以及输入/输出终端部分，所述方法包括步骤确定系统所要求的共面波导滤波器中的最大电流密度；基于为所述电介质衬底和接地导体的材料而设置的最大电流密度与所述谐振器的中央导线宽度对接地导体间距的比值之间的关系，来确定用于允许所确定的最大电流密度的接地导体间距和中央导线宽度；以及基于所确定的值来在所述电介质衬底的表面上形成中央导线和接地导体。
2、 如权利要求1所述的形成共面波导滤波器的方法，其中，最大电流密 度与中央导线宽度对接地导体间距的比值之间的关系通过查询实际存储所确 定的值的数据库来确定所述接地导体间距和所述中央导线宽度。
3、 如权利要求1或2所述的形成共面波导滤波器的方法，其中，所确定 的最大电流密度具有从谐振器的最大电流密度当中的最小值起+10%或小于+ 10%内的值。
4、 如权利要求1或2所述的形成共面波导滤波器的方法，其中，由超导 材料形成中央导线和接地导体，并且其中，基于超导材料的临界电流密度来 确定系统需求。
5、 如权利要求1或2所述的形成共面波导滤波器的方法，其中，当系统 需求要求减小最大电流密度时，修改特性阻抗和中央导线宽度中的至少一个。
6、 如权利要求1或2所述的形成共面波导滤波器的方法，其中，当系统 需求要求减小导体损耗时，基于所述谐振器的无负载Q值来改变中央导线宽 度的比值。
全文摘要
本发明涉及一种共面波导滤波器的形成方法。该方法将多个四分之一波长共面谐振器5a到5d串联形成在电介质衬底(1)上，从而将共面输入/输出终端部分4a和4b形成在串联连接的相对端的电介质衬底上，用于分别与谐振器5a和5d耦合。谐振器5a到5d的每个的中央导线宽度w₁等于输入/输出终端部分4a和4b的每个的中央导线宽度w_io，但谐振器5a到5d的每个的接地导体间距d₁大于输入/输出终端部分4a和4b的每个的接地导体间距d_io。有助于保持设计的精确度，并能够减小谐振器中的最大电流密度。
文档编号H01P7/08GK101179145SQ200710169310
公开日2008年5月14日 申请日期2005年2月3日 优先权日2004年2月3日
发明者佐藤圭, 山尾泰, 广田哲夫, 楢桥祥一 申请人:株式会社Ntt都科摩