电流开关电路和使用该电路的d/a转换器、半导体集成电路及通信设备的制作方法

专利名称：电流开关电路和使用该电路的d/a转换器、半导体集成电路及通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及电流开关电路、特别是在通信用D/A转换器(DAC) 中可以改善低电源电压时成为课题的动态范围的减小并能取得大的输 出电压范围的技术。
背景技术：
近年来，为了充分发挥CMOS的廉价这一优点而积极制造了在1 个芯片上混装有数字电路和模拟电路的SOC ( System On Chip:片上系 统)。另一方面，近年来，各种信息设备被投入市场，在该设备中使用 的半导体集成电路器件、特别是LSI被积极开发。这种SOC的大规模 化趋势显著，且高性能和多功能化、小型化以及低功耗化等要求很强烈。 因此，制造工艺日趋微细化。
其中，各种电子设备在控制系统、显示系统、视频系统、音频系统 以及通信系统等用途中广泛使用D/A转换器。而且，在视频用途和通信 用途等的LSI中，能够进行高速工作的电流驱动型的D/A转换器是必不 可少的，但电源电压因功率削减而降低。可是，即使是在这种情况下， 根据对抗噪性的考虑以及来自系统的要求，仍然强烈要求确保大的输出 电压范围。
以往，作为这一领域的技术例如有如下几种。图5和图6是现有的 电流开关电路的结构图，表示现有技术的图5示出众所周知的电流开关 电路的电路结构，图6示出用于解决上述图5的问题的专利文献1中所 述的现有的电流开关电路的电路结构。
图5中示出的电流开关电^各2，由电流源21和差动开关22构成， 由于使其以低电源电压工作，电流源21由栅极绝缘膜的膜厚薄的低耐
压P沟道型MOS晶体管Tr211、 Tr212构成，晶体管Tr211的源极端子 连接于第1电源电位VDD (此处为VDD=1.8V)，漏极端子与晶体管 Tr212的源极端子连接，在栅极端子上施加稳定化了的偏置电压Vbiasl。 晶体管Tr212的漏极端子连接于结点N10，在其栅极端子上施加稳定化 了的偏置电压Vbias2。另夕卜，2个晶体管Tr211、 Tr212的衬底端子与第 1电源电位VDD连接。此处，低耐压晶体管的阈值电压Vth为0.3V左 右。
上述差动开关22,与上述电流源21相同，由^f氐耐压P沟道型MOS 晶体管Tr221、 Tr222构成，晶体管Tr221的源极端子与结点N10连接， 其漏极端子连接于正向输出端子DAOUT10,在4册极端子上施加由驱动 部20输出的正相的数字信号。另一方面，晶体管Tr222的源极端子连 接于结点N10,其漏极端子连接于反向输出端子NDAOUT10,在栅极 端子上施加由驱动部20输出的反相的数字信号。另外，2个晶体管 Tr221 、 Tr222的衬底端子与第1电源电位VDD连接。
输出负载电阻RIO、 Rll，由于流过电流源21的输出电流Iout，在 正向输出端子DAOUT10上产生由输出负载电阻RIO、 Rll的电阻值和 输出电流lout的电流值求得的正相的输出电压、或在反向输出端子 NDAOUT10上产生反相的输出电压。
在D/A转换器中具有多个上述电流开关电路2时，要保持D/A转 换器的输出信号的线性、即不使SFDR ( Spurious Free Dynamic Range: 无假信号动态范围)恶化，就必须保持差动开关22的输出信号的线性， 而为保持该差动开关22的输出信号的线性，就必须使构成差动开关22 的晶体管Tr221 、 Tr222在饱和区域内工作。
在图5中示出的晶体管Tr221、 Tr222的饱和区域内，其栅极一源 极间电压Vgs,满足下式。
<formula>formula see original document page 6</formula>
式中，Id为漏极电流，ia为空穴迁移率，Cox为每单位面积的栅极 电容，W为栅极宽度，L为栅极长度。
另外，为使晶体管Tr221、 Tr222在饱和区域内工作的条件，如设
漏极一源极间电压为Vds,则为
网叫Vgs-Vthl ... (2)
为^f吏构成差动开关22的晶体管Tr221、 Tr222导通，驱动部20的 输出信号为L (=VSS)时，从上式(2)可知，D/A转换器的输出电压 范围为0~ Vth。
另外，如上所述，当因实现低电源电压而使用低耐压晶体管时，其 阈值电压为0.3V左右的值，因此输出电压范围将被限制在0 0.3V。
D/A转换器的最大输出振幅Vomax，根据系统的要求而被设定，大 多要求0.5V以上的值。
图6是表示上述专利文献1的技术的图，在上述图5的驱动部20 的内部设有偏置电路301这一点上不同。
图6中示出的电流开关电^各2，由电流源21和差动开关22构成， 由于^f吏其以低电源电压工作，电流源21由低耐压P沟道型MOS晶体管 Tr211、 Tr212构成，上述晶体管Tr211的源极端子连接于第1电源电位 VDD，其漏极端子与晶体管Tr212的源极端子连接，在栅极端子上施加 稳定化了的电压Vbiasl。另一个晶体管Tr212的漏极端子连接于结点 NIO，在其栅极端子上施加稳定化了的电压Vbias2。另外，2个晶体管 Tr211、 Tr212的衬底端子与第1电源电位VDD连接。
在图6中，差动开关22由低耐压P沟道型MOS晶体管Tr221 、Tr222 构成， 一个晶体管Tr221的源极端子与结点N10连接，漏极端子连接于 正向输出端子DAOUTIO，在栅极端子上施加由驱动部30输出的正相的 数字信号。另一个晶体管Tr221的源极端子连接于结点NIO,漏极端子 连接于反向输出端子NDAOUTIO，在栅极端子上施加由驱动部30输出 的反相的数字信号。另外，2个晶体管Tr221、 Tr222的衬底端子与第1 电源电位VDD连4妾。
输出负载电阻RIO、 Rll,由于流过电流源电^各的输出电流Iout， 在正向输出端子DAOUTIO上产生由输出负载电阻RIO、 Rll的电阻值 和输出电流lout的电流值求得的正相的输出电压、或在反向输出端子 NDAOUT10上产生反相的输出电压。
根据在驱动部30的初级输入的数字信号Din，生成L ( =VSS )或 H (=VDD)的差动信号，并将由驱动部30内设有的偏置电路301所施 加的偏置电压VI、 V2的差动信号DATA、 NDATA (L-VSS+V1 、 H=VDD-V2 )输出到构成差动开关22的晶体管Tr221、 Tr222的栅极端 子。
如上所述，要保持具有电流开关电路2的D/A转换器的输出信号的 线性，就必须使电流开关电路2内的构成差动开关22的晶体管Tr221、 Tr222在饱和区域内工作，因而必须满足上述式(2)。
|Vds|叫Vgs-Vthl .…(2)
利用驱动部30内的偏置电路301，使构成差动开关电路22的晶体 管Tr221、 Tr222的工作时施加于栅极端子的电压成为VSS+V1，因此， 其结果是，根据上述式(2)，输出电压范围为0~Vth+Vl。
如上所述，输出电压范围为0 Vth+Vl,与图5的输出电压范围0~ Vth相比，可以增大偏置电压VI的部分。这样，在具有图6中记述的 偏置电路301的专利文献l中，通过在上述式(2)中将栅极一源极间 电压Vgs控制为小的值，可以增大输出电压范围。
专利文献1:日本特开2005 — 72794号7>才艮

发明内容
但是，在现有的采用了图6的具有偏置电路301的驱动部30的电 流开关电路2中，作为使施加于构成差动开关22的晶体管Tr221、Tr222 的栅极端子的电压改变的手段，必须在驱动部30内设置偏置电路301 这样的附加电路，该附加电路必须分别对多个电流开关电路2设置，因 此，存在着使D/A转换电路中的门电路数增加、并使半导体集成电路的 芯片面积增大、同时功率消耗也增大的课题。
本发明的目的在于，提供一种能取得较大例如通信用D/A转换器的 输出电压范围并能抑制面积和功率消耗增大的电流开关电路和使用该 电路的D/A转换器等，并且还提供一种能与工艺偏差导致的阈值电压偏 差无关而使输出电压范围保持恒定的电流开关电路和使用该电路的
D/A转换器等。
为实现上述目的，从上述式(2)可知，在本发明中，通过将电流 开关电路中具有的构成差动开关的晶体管的阈值电压控制在高值上，即 使使电流开关电路的电源电压降低，也能取得大的输出电压而不发生特
性恶化。
具体地说，本发明的电流开关电路，具有电流源和与上述电流源的 输出端连接的差动开关，该电流开关电路的特征在于，上述电流源具有 至少 一 个晶体管，该晶体管的栅极端子上被施加了用于确定流过的电流 值的偏置电压，上述差动开关具有第一晶体管和第二晶体管，上述两晶 体管其各自的源极端子并联连接于上述电流源的输出端，其两漏极端子 用作第一输出端子和第二输出端子，在其两栅极端子上输入互补的信 号，还具有阈值电压控制电路，该阈值电压控制电路为了调整构成上述
差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阈值电压，而向上述第一晶体管 和第二晶体管的衬底端子输出衬底电压。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，阈值电压控制电路，
准电压与偏置电压之间的电压差成为上述差动开关的第一晶体管和第 二晶体管的阈值电压的衬底电压控制电路。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，上述阈值电压控制电 路的上述衬底电压控制电路，具有监视上述监视用晶体管的阈值电压是 否为上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阈值电压的阈值电压 监视电路。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，上述阈值电压监视电 路包含上述阈值电压监视用晶体管。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，构成上述阈值电压监 视电路的阈值电压监视用晶体管的栅极长度，被设定为与构成上述差动 开关的第 一 晶体管和第二晶体管的栅极长度相同。
本发明的电流开关电路，具有电流源和与上述电流源的输出端连接
的差动开关，其特征在于，上述电流源具有至少一个晶体管，该晶体管 的栅极端子上被施加了用于确定流过的电流值的偏置电压，上述差动开 关具有第一晶体管和第二晶体管，上述两晶体管，其各自的源极端子与 上述电流源的输出端并联连接，其两个漏极端子成为第一输出端子和第 二输出端子，在其两个栅极端子上输入互补的信号，上述差动开关的上 述第 一 晶体管和第二晶体管，其阈值电压的绝对值被设定为高于构成上
述电流源的晶体管的阈值电压的绝对值。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，上述第一晶体管和第 二晶体管由场效应晶体管构成。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，上述场效应晶体管是 P沟道型晶体管。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，上述场效应晶体管是 N沟道型晶体管。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，上述电流源中具有的 晶体管，由其栅极绝缘膜的厚度为预定厚度的低耐压晶体管构成，构成 上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管，由其栅极绝缘膜的厚度比上 述低耐压晶体管的栅极绝缘膜的预定厚度厚的高耐压晶体管构成，构成 上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阈值电压被设定为高于上 述电流源中具有的晶体管的阈值电压。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，构成上述差动开关的 第 一 晶体管和第二晶体管，其杂质的注入浓度被设定为与构成上述电流 源的晶体管的杂质注入浓度不同的浓度，构成上述差动开关的第 一 晶体 管和第二晶体管的阈值电压被设定为高于上述电流源具有的晶体管的
阈^i电压。
本发明的特征在于，在上述电流开关电路中，在构成上述电流源的 晶体管的衬底端子上，施加预定电压，在构成上述差动开关的第一晶体 管和第二晶体管的衬底端子上，施加比上述预定电压高的电压，构成上
述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阔值电压被设定为高于上述 电流源具有的晶体管的阈值电压。
本发明的D/A转换器，其特征在于，具有上述电流开关电路。
本发明的特征在于，在安装有上述电流开关电路的D/A转换器中， 上述阈值电压监视用晶体管的栅极宽度，被设定为上述多个电流开关电 路中的LSB用电流开关电路所具有的构成差动开关电路的晶体管的栅 极宽度以上的宽度。
本发明的半导体集成电路，其特征在于，具有上述D/A转换器。 本发明的通信设备，其特征在于，具有上述半导体集成电路。 本发明的阈值电压控制电路，其特征在于，具有基准电压发生电路、
基准电压与偏置电压之间的电压差成为第一晶体管的阈值电压的衬底 电压控制电路、阈值特性与上述第一晶体管相同且在村底端子上输入了 上述衬底电压控制电路的输出电压的第二晶体管。
综上所述，在本发明中，由于可以提高构成差动开关的第一晶体管 和第二晶体管的阈值电压，可以设定宽的输出电压范围而不发生电流开
关电路的特性恶化，同时，不论由制造工艺的偏差等引起的阈值电压的 偏差如何都可以使输出电压范围保持一定，因而不受制造偏差的影响。 特别是，在本发明中，当构成具有多个电流开关电路的D/A转换器 时，可以由其多个电流开关电路共用一个阈值电压控制电路，因此，能 有效地抑制具有该D/A转换器的半导体芯片的面积增大，同时可以降低 功率消耗。
另外，在本发明中，利用制造方法将构成差动开关的第一晶体管和 第二晶体管的阈值电压设定为高的值，因此可以扩大输出电压范围而不 使电路规模增大，而且也不会发生电流开关电路的特性恶化。
如上所述，按照本发明，通过提高构成差动开关的第一晶体管和第 二晶体管的阚值电压，可以设定宽的输出电压范围，而不会发生电流开 关电路的特性恶化，因此，可以抑制半导体芯片的面积增大或功率消耗 的增大，同时，不论制造工艺的偏差如何都能使输出电压范围恒定地保 持在预定范围。


图l是表示具有本发明实施方式l的电流开关电路的D/A转换器的 整体概略结构的图。
图2是表示该D/A转换器具有的电流开关电路的内部结构的电路图。
图3是表示本发明实施方式2的电流开关电路的内部主要部分结构 的电路图。
图4是表示本发明实施方式3的电流开关电路的内部主要部分结构 的电^各图。
图5是表示现有的电流开关电路、其驱动部和输出负载电阻的电路图。
图6是表示现有的另一电流开关电路、其驱动部和输出负载电阻的 电路图。
符号说明
A:电流开关电^各；1:电流开关基本电^各；2:驱动部；5:阈 值电压控制电路；10: D/A转换器；11、 21:电流源；12、 22:差 动开关；13、 14:电阻元件；51:基准电压产生电^各；52:衬底电压 控制电路；521:阈值电压监视电路；Vbiasl:偏置电压1的施加端子； Vbias2:偏置电压2的施加端子；VB:偏压3; DA0UT1、 DAOUT10: 正向输出端子(第l输出端子)；NDA0UT1、 NDAOUT10:反向输出 端子(第2输出端子)；Trlll:电流源具有的晶体管；Tr521:阈值电 压监^L用晶体管；101、 102a 102c:电流开关基本电路；103:偏压电 路；104:译码电路
具体实施例方式
以下，参照

本发明的实施方式。对与现有技术相同的构成 要素标以相同符号来进行说明。 (实施方式1 )
图1示出具有本实施方式的电流开关电路的D/A转换器的整体概略结构。
该图示出将3比特(bit:位)的数字信号转换为模拟信号的电流驱
动型D/A转换器10。该D/A转换器10具有由级联连接的晶体管构成的 4个电流源IS1 ~IS4,其电流值由从偏压电路103施加于栅极端子的偏 置电压Vib、 Vbc决定。
这些各个电流源IS1 IS4的输出端子与差动开关SW1 SW4连 接，构成电流开关基本电^各101、 102a-102c。电流开关基本电^各101 是输出LSB电流的LSB用电流开关基本电路(低位电流开关)，电流 开关基本电路102a~ 102c是输出MSB电流的3个MSB用电流开关基 本电路(高位电流开关)。高位电流开关基本电路102a~ 102c是3个 输出大小相同的电流的温度计代码电流开关，低位电流开关基本电路 101是被加权为温度计电流源的1/2的二进制代码电流开关。
各差动开关SW1 SW4，它们的一个输出端子连接在一起形成正向 输出端子DAOUT，它们的另一个输出端子连接在一起形成反向输出端 子NDAOUT。
另一方面，从数字输入端子IN1 IN3输入的数字输入信号，首先， 在译码电路104中被译码为数字信号Dl ~D4，然后，通过由这些译码 后的数字信号控制差动开关SW1 ~SW4,将各电流源IS1 ~IS4的输出 电流切换为流向正向输出端子DAOUT 、或流向反向输出端子 NDAOUT。
按照如上方式，根据数字输入代码，在正向输出端子DAOUT和反 向输出端子NDAOUT将来自电流源IS1 ~IS4的电流相加，得到^^拟输 出电流。
在正向输出端子DAOUT和反向输出端子NDAOUT与接地之间分 别连接电阻13、 14，将模拟输出电流变换为电压，从而可以得到与数字 输入代码对应的差动的模拟输出电压。
图2示出上述D/A转换器10具有的电流开关基本电路101、102a~ 102c的内部结构。这些电流开关基本电路在图2中记为电流开关基本电 路1 ~ N。
在图2中，电流开关基本电路1 N结构相同，因此只具体地示出
电流开关基本电路1的内部结构。电流开关基本电路l,具有电流源11
和差动开关12。 5是阈值电压控制电路，由上述电流开关基本电路1和 阈值电压控制电路5构成本发明的电流开关电路A。同样地，由电流开 关基本电路2 N的每一个和上述阈值电压控制电路5构成本发明的电 流开关电路A。因此，在图2中，为由各电流开关基本电路1 N共用 阈值电压控制电路5，从而分别形成电流开关电路A的结构。
在上述电流开关基本电路1中，由于使其以低电源电压工作，电流 源11由栅极绝缘膜的膜厚薄的低耐压P沟道型MOS晶体管Trlll、 Trll2构成， 一个晶体管Trlll的源极端子与第1电源电位VDD连接， 其漏极端子连接于晶体管Trl12的源极端子，在栅极端子上施加稳定化 了的电压Vbiasl。另一个晶体管Trl12的漏极端子连接于结点Nl,在 其栅极端子上施加稳定化了的电压Vbias2。另外，这2个晶体管Trlll、 Trll2的衬底端子与第1电源电位VDD连接。
上述差动开关12与上述电流源11相同，由低耐压P沟道型MOS 晶体管Trl21、 Trl22构成， 一个晶体管Trl21的源极端子与结点Nl连 接，其漏极端子连接于正向输出端子(第1输出端子)DA0UT1，在栅 极端子上施加由驱动部2输出的正相的数字信号。另一个晶体管Trl22 的源极端子连接于结点Nl，其漏极端子连接于反向输出端子(第2输 出端子)NDA0UT1，在栅极端子上施加由驱动部2输出的反相的数字 信号。另外，上述2个晶体管Trl21、 Trl22的衬底端子，连接于阈值 电压控制电路5的输出端子Vbout。
驱动部2具有输入数字信号的输入端子D和输出端子DATA、 NDATA, —个输出端子DATA连接于构成上述差动开关12的晶体管 Trl21的栅极端子，另一个输出端子NDATA连接于晶体管Trl22的栅 极端子。
输出负载电阻Rl连接在正向输出端子DA0UT1和第2电源电位 VSS之间，输出负载电阻R2连接在反向输出端子NDAOUTl和第2电 源电位VSS之间。 上述阈值电压控制电路5由基准电压发生电路51和具有阈值电压
监视电路521的衬底电压控制电路52构成。上述基准电压发生电路51， 由电阻R5U、 R512、 N沟道型MOS晶体管Tr511、运算放大器OP511 构成，电阻R511连接在偏置电压VB和结点Va之间，晶体管Tr511的 漏极端子与结点Va连接，其源极端子与结点N511连接，栅极端子与 运算放大器OP511的输出端子连接。运算放大器OP511的正输入端子 与外部端子Vin连接，其负输入端子与结点N511连接。电阻R512连 接在结点N511和第2电源电位VSS之间。
上述衬底电压控制电路52由运算放大器OP521和阈值电压监视电 路521构成。阈值电压监视电路521,具有阈值电压监视用的P沟道型 MOS晶体管Tr521和电流源1521。上述阈值电压监^f见用的晶体管Tr521 的源极端子与偏置电压VB连接，其漏极端子和栅极端子都连接于结点 N521,该结点N521连接于运算放大器OP521的正输入端子，上述电流 源1521连接在结点N521和第2电源电位VSS之间，流过几(iA左右的 微小电流。运算放大器OP521的负输入端子与基准电压发生电路51的 结点Va连接，其输出端子连接于上述阈值电压监视用的晶体管Tr521 的衬底端子和输出端子Vbout。
偏置电压VB被设定为与要控制阈值电压的晶体管的源极端子(在 本实施方式中，为结点N1)的电压相等。
以下，对按如上方式构成的电流开关电^各A、其驱动部2和输出负 载电阻R1、 R2, i兌明其工作。
电流源11内的晶体管Trlll作为恒流源进行工作，并将偏置电压 Vbiasl设定为满足所需的电流值。电流源11内的晶体管Trl12，与晶体 管Trlll级联连4妾，使电流源的输出电阻增加，并起着使电流对结点 Nl的电压变化保持一定的作用。差动开关12对从电流源11输出的恒 定电流Iout，根据由驱动部2输出的互补的数字信号来切换恒定电流lout 的流向，使输出电流lout在正向输出端子DAOUT1或反向输出端子 NDAOUT1流出。
驱动部2根据所输入的数字信号Din来生成向差动开关12输出的
互补的数字信号。
输出负载电阻R1、 R2,由于流过输出电流lout,在正向输出端子
DA0UT1上产生由R1、R2的电阻值和输出电流Iout的电流值求得的正 相的输出电压、或在反向输出端子NDA0UT1上产生反相的输出电压。
阈值电压控制电路5内的基准电压发生电路51是负反馈电路，使 来自外部的输入电压Vin输入到运算放大器OP511的正输入端子(对于 输入电压Vin，最好是与电源电压、温度无关的带隙基准(BGR)的输 出电压)。而且，由于结点N511的电压与输入电压Vin相等，在电阻 R511、 Tr511、 R512上流过由输入电压Vin和电阻R512的电阻值决定 的电流，该电流值由下列的式(3)求得。
I51=Vin/R512 ... (3)
结点Va的电位，为从偏置电压VB减去电阻R511的电压降部分后 的电位，由以下的式(4)求得。
Va=VB-I51.R511 ... (4)
在衬底电压控制电路52中，流过构成阈值电压监视电路521的阈 值电压监一见用晶体管Tr521的电流由电流源1521决定，电流源1521设 定为只流过微小电流。在这种情况下，根据下列的式(5)，阈值电压 监视用晶体管Tr521的栅极一源极间电压Vgs,为与其阈值电压Vth大 致相同的值(在阈值电压监视用晶体管Tr521导通、截止的边界附近。 Vgs —Vth)。
Id=K (Vgs-Vth) 2 ... (5)
而在式(5)中，K为取决于晶体管尺寸的常数。
另外，当基准电压发生电路51的输出电压Va输入到运算放大器 OP521的负输入端子时，根据下列的式(6)，控制阈值电压监视用晶 体管Tr521的阈值电压，使结点N521的电压等于Va,因而阈值电压监 视用晶体管Tr521的栅极端子上的电压也为结点Va的电位。
Vth=VtO+y (( (2d)f+Vsb) -( (2d)f)) =VtO+Vc ... (6)
式中，Vt0为Vsb^V时的阈值电压，Vc为从y (( (20f+Vsb)画
f (20f))求得的值，Of为费米能级，y为晶体管固有的参数，Vbs 为3十底一源才及间电压。
即，由于在阈值电压监视用晶体管Tr521的栅极端子上施加从上述 式(4)求得的电压Va、在阈值电压监视用晶体管Tr521的源极端子上 施加偏置电压VB,该阈值电压监视用晶体管Tr521的栅极一源极间电 压Vgs，为IVgsl叫VB-Val。而且，根据IVthiNIVgs!的关系，下列式(7) 成立。
|Vth| — |Vgs|=|VB-Va|
=|VB- ( VB-I51.R511 ) I =|I51.R511|
=| (Vin/R512) -R511| ... (7)
也即是，从上述式(7)可知，可以根据输入电压Vin、内部电阻 R511、 R512控制阈值电压监视用晶体管Tr521的阈值电压。
另外，如上所述，由于阈值电压监视用晶体管Tr521的栅极一源极 间电压Vgs与阈值电压Vth大致相等，衬底电压控制电路52,在输出 端子Vbout输出使阈值电压监视用晶体管Tr521的阈值电压等于IVB-Val 的电压。
在构成差动开关12的2个晶体管Tr121、 Trl22的衬底端子上也同 样地施加电压Vbout，由此可知，通过采用特性与阈值电压监^L用晶体 管Tr521同等的晶体管，可以设定为与阈值电压监视用晶体管Tr521同 等的阈值电压。因此，最好使构成差动开关12的2个晶体管Trl21、 Trl22的栅极长度为与上述阈值电压监视用晶体管Tr521相同的栅极长 度L。另外，当在D/A转换器10内使用多种尺寸的构成差动开关的晶 体管时，阈值电压监视用晶体管Tr521的栅极宽度W,最好增大到图1 所示的LSB用电流开关基本电路101的差动开关中使用的最小尺寸的 晶体管的栅极宽度W以上。
此外，在本实施方式中，对构成差动开关12的晶体管Trl21、 Trl22 采用了低耐压晶体管，但也可以使用栅极绝缘膜比电流源11的晶体管 Trlll的预定厚度的栅极绝缘膜厚的高耐压晶体管，或者也可以采用栅
极绝缘膜虽然薄但通过在制造工艺工序的杂质注入工序中将杂质浓度
设定得低而使构成差动开关12的P沟道晶体管Trl21、 Trl22的阈值电 压大于构成电流源11的P沟道晶体管Trill的阈值电压的结构。
如上所述，该第1实施方式的电流开关电路A具有阈值电压控制电 路5,因此可以将构成差动开关12的晶体管Trl21、 Trl22的阈值电压 大致控制为一定值。
另外，通过连接衬底电压控制电路52，具有虽然在现有技术中将输 出电压范围(使构成差动开关12的P沟道型MOS晶体管Trl21、 Trl22 在饱和区域内工作的范围)限定在0 ~ 0.3V左右的范围内但可以扩大到 0~ (VDD-Va) V的优点，同时，由于能够控制阈值电压，不论制造工 艺偏差、特别是阈值电压偏差如何都可以使输出电压范围保持一定，因 而还具有不受制造偏差和温度变化影响的优点。 (实施方式2)
图3是表示本发明的第2实施方式的电流开关电路A内的电流开关 基本电路l、其驱动部2和输出负载电阻R1、 R2的结构图。与实施方 式1不同，在电流开关电路A内不存在阈值电压控制电路。
电流开关基本电^各1由电流源11和差动开关12构成。由于4吏其以 低电源电压工作，电流源11由栅极绝缘膜的膜厚薄的低耐压P沟道型 MOS晶体管Trlll、 Trll2构成， 一个晶体管Trlll的源极端子与第1 电源电位VDD连接，其漏极端子连接于晶体管Trl12的源极端子，在 栅极端子上施加稳定化了的电压Vbiasl。另一个晶体管Trl12的漏极端 子连接于结点N1，在其栅极端子上施加稳定化了的电压Vbias2。另外， 上述2个晶体管Tr111、 Trll2的衬底端子与第1电源电位VDD连接。
差动开关12与上述电流源ll相同，由低耐压P沟道型MOS晶体 管Trl21、 Trl22构成， 一个晶体管Trl21的源极端子与结点Nl连接， 其漏极端子连4妻于正向输出端子DAOUTl，在栅极端子上施加由驱动部 2输出的正相的数字信号。另一个晶体管Tr121的源极端子连接于结点 Nl,其漏极端子连接于反向输出端子NDAOUTl,在栅极端子上施加由 驱动部2输出的反相的数字信号。另外，在这2个晶体管Tr121、 Trl22
的衬底端子上，施加比第1电源电位VDD高的第3电源电位VDD1。
驱动部2具有输入数字信号的输入端子D和互补的输出端子 DATA、 NDATA，输出端子DATA连接于构成上述差动开关12的晶体 管Trl21的栅极端子，另一个输出端子NDATA连接于另一个晶体管 Trl22的栅极端子。
输出负载电阻Rl连接在正向输出端子DA0UT1和第2电源电位 VSS之间，输出负载电阻R2连接在反向输出端子NDAOUT1和第2电 源电位VSS之间。
以下，对按如上方式构成的电流开关电^各A内的电流开关基本电路 1、其驱动部2和输出负载电阻R1、 R2， i兌明其工作。
电流源11内的晶体管Trlll作为恒流源进行工作，并将偏置电压 Vbiasl设定为满足所需的电流值。电流源11内的晶体管Trl12与晶体 管Trlll级联连接，使电流源11的输出电阻增加，并起着使电流对结 点N1的电压变化保持一定的作用。差动开关12，对从电流源11输出 的恒定电流Iout，根据由驱动部2输出的互补的数字信号切换恒定电流 lout的流向，使输出电流lout在正向输出端子DAOUTl或反向输出端 子NDAOUTl流出。
驱动部2根据所输入的数字信号Din生成向差动开关12输出的互 补的数字信号。
输出负载电阻R1、 R2,由于流过输出电流lout,在正向输出端子 DAOUTl上产生由电阻Rl 、 R2的电阻值和输出电流lout的电流值求得 的正相的输出电压、或在反向输出端子NDAOUT1上产生反相的输出电压。
另外，如上所述，阈值电压Vth由上述式(6)求得，因此，可以 看出，阈值电压与施加于衬底端子的电压成正比。通过利用该效果并在 构成差动开关12的晶体管Trl21、 Trl22的衬底端子上施加比第1电源 电位VDD高的第3电源电位VDD1,如式(6)所示，可以将阈值电压 提高Vc ( V)。
此外，在本实施方式中，对构成差动开关12的晶体管Trl21、 Trl22
采用了低耐压晶体管，但当然也可以使用栅极绝缘膜厚的高耐压晶体 管、或栅极绝缘膜虽然薄但杂质注入浓度不同的高阈值电压的晶体管。 如上所述，该第2实施方式的电流开关电^各A内的电流开关基本电
路l，不像以往那样在驱动部内使用偏置电路301之类的附加电路，就 可以改变构成差动开关12的晶体管Trl21、 Trl22的阈值电压，因此， 具有不会使电路的元件数增加、且输出电压范围(使构成差动开关12 的P沟道型MOS晶体管Trl21、 Trl22在饱和区域内工作的范围)虽然 以往被限定在0 0.3V左右的范围内但可以扩大到0~0.3 +Vc (V)的 优点。
(实施方式3)
图4示出本发明的第3实施方式的电流开关电路A内的电流开关基 本电^各1、其驱动部2和输出负载电阻Rl、 R2的结构。与实施方式l 不同，在电流开关电路A内不存在阈值电压控制电路。
在该图中，电流开关基本电^各1，由电流源11和差动开关12构成。 由于使其以低电源电压工作，电流源11由栅极绝缘膜的膜厚薄的低耐 压P沟道型MOS晶体管Trlll、 Trll2构成， 一个晶体管Trl 11的源极 端子与第1电源电位VDD连接，其漏极端子连接于Trl12的源极端子， 在栅极端子上施加稳定化了的电压Vbiasl。另一个晶体管Trl12的漏极 端子连接于结点N1，在其栅极端子上施加稳定化了的电压Vbias2。另 外，这2个晶体管Trlll、Tr112的衬底端子与第1电源电位VDD连接。
差动开关12由栅极绝缘膜的厚度厚的高耐压P沟道型MOS晶体管 Trl23、 Trl24构成， 一个晶体管Trl23的源极端子与结点Nl连接，其 漏极端子连接于正向输出端子DA0UT1,在栅极端子上施加由驱动部2 输出的正相的数字信号。另一个晶体管Trl24的源极端子连接于结点 Nl,其漏极端子连接于反向输出端子NDAOUTl,在栅极端子上施加由 驱动部2输出的反相的数字信号。在此，高耐压晶体管的阈值电压Vth 的绝对值，比上述低耐压晶体管的阈值电压的绝对值(Vth —0.3V)高， 例如为0.8V左右。
驱动部2具有输入数字信号的输入端子D和互补的输出端子
DATA、 NDATA,输出端子DATA连接于构成上述差动开关12的晶体 管Trl23的栅极端子，输出端子NDATA连接于另一个晶体管Trl24的
栅极端子。
输出负载电阻R1连接在正向输出端子DAOUTl和第2电源电位 VSS之间，输出负载电阻R2连接在反向输出端子NDAOUTl和第2电 源电位VSS之间。
以下，对按如上方式构成的电流开关基本电路1、其驱动部2和输 出负载电阻R1、 R2， "i兌明其工作。
电流源11内的晶体管Trlll作为恒流源进行工作，并将偏置电压 Vbiasl设定为满足所需的电流值。电流源11内的晶体管Trl12与晶体 管Trlll级联连接，使电流源11的输出电阻增加，并起着使电流对结 点N1的电压变化保持一定的作用。差动开关12对从电流源11输出的 恒定电流Iout,根据由驱动部2输出的互补的数字信号来切换恒定电流 lout的流向，使输出电流lout在正向输出端子DAOUTl或反向输出端 子NDAOUTl流出。
驱动部2根据所输入的数字信号Din,生成向差动开关12输出的 互补的数字信号。
输出负载电阻R1、R2，由于流过输出电流Iout，在正向输出端子 DAOUTl上产生由电阻Rl 、 R2的电阻值和输出电流lout的电流值求得 的正相的输出电压、或在反向输出端子NDAOUT1上产生反相的输出电 压。
如上所述，由于最大输出电压与构成差动开关12的晶体管Tr123、 Trl24的阈值电压相等、构成上述差动开关12的晶体管Trl23、 Trl24 采用了高耐压的晶体管，其阈值电压为0.8V左右。因此，与构成上述 差动开关12的晶体管Trl23、 Trl24为低耐压晶体管(VthN0.3V)时 相比，可以将输出电压范围提高0.5V。
此外，在本实施方式中，对构成差动开关12的晶体管采用了栅 极绝缘膜的厚度厚的晶体管，但当然也可以采用栅极绝缘膜的膜厚与低 耐压晶体管相同、而杂质注入浓度不同的高阈值电压的晶体管。
如上所述，该第3实施方式的电流开关电路A内的电流开关基本 电路l,不像以往那样在驱动部内使用偏置电路301之类的附加电路， 就可以提高构成差动开关12的晶体管Tr123、 Trl24的阈值电压的绝对 值，因此，具有不会使D/A转换电路的元件数增加、且输出电压范围(使 构成差动开关12的P沟道型MOS晶体管Trl23、 Trl24在饱和区域内 工作的范围)虽然在现有技术中被限定在0 ~ 0.3V左右的范围内但可以 扩大到0-0.8V的优点。
此外，在以上的说明中，构成差动开关12的2个晶体管Trl21、 Trl22由P沟道型的场效应晶体管构成，当然也可以由N沟道型的场效 应晶体管构成(当由N沟道型的场效应晶体管构成电流源时，差动开关 一般也是N沟道型)。这种电流开关基本电路1适于装在电流相加型 D/A转换器10内，但当然也可以在其他电路中使用。
另夕卜，如上所述的电流相加型D/A转换器IO可以在无线LAN用 LSI、携带式电话机、电缆调制解调器或ADSL调制解调器等的各模拟 信号发送用的发送部(半导体集成电路)、或具有这些发送部的无线 LAN装置等通信设备中使用。
并且，在上述说明中，虽然以电流开关电路A为例进行了说明， 但阈值电压控制电路5也可以应用于通过改变晶体管的阈值电压来改 变特性的其他电路(例如，源跟随器电路或运算放大器电路等)。 工业可利用性
如上所述，本发明通过控制例如电流开关电路具有的构成差动开 关的晶体管的阈值电压来将其设定为高的值，可以改善低电源电压时成 为课题的动态范围的减小并能取得大的输出电压范围，而且，还可以抑 制面积和功率消耗的增大，并且，还具有不论制造工艺偏差、特别是阈 值电压偏差如何都可以使输出电压范围保持一定而不受制造偏差的影 响的特征，因此，作为D/A转换器、具有该D/A转换器的半导体集成 电路以及具有上述半导体集成电路的通信设备是有用的。
权利要求
1. 一种电流开关电路，具有电流源和与上述电流源的输出端相连接的差动开关，其特征在于，上述电流源具有至少一个晶体管，该晶体管的栅极端子上被施加了用于确定流过的电流值的偏置电压，上述差动开关具有第一晶体管和第二晶体管，上述两晶体管各自的源极端子并联连接在上述电流源的输出端上，上述两晶体管的两漏极端子成为第一输出端子和第二输出端子，上述两晶体管的两栅极端子上被输入互补信号，还具有阈值电压控制电路，该阈值电压控制电路为了调整构成上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阈值电压而向上述第一晶体管和第二晶体管的衬底端子输出衬底电压。
2. 根据权利要求1所述的电流开关电路，其特征在于， 上述阈值电压控制电路包括产生阈值电压设定用的基准电压的基准电压发生电路；和 衬底电压控制电路，该村底电压控制电路控制阈值电压监视用晶体 管的衬底电压，以使由上述基准电压发生电路产生的基准电压和偏置电 压之间的电压差成为上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阈值 电压。
3. 根据权利要求2所述的电流开关电路，其特征在于， 上述阈值电压控制电路的上述衬底电压控制电路包括监视上述监视用晶体管的阈值电压是否成为上述差动开关的第 一 晶 体管和第二晶体管的阈值电压的阚值电压监视电路。
4. 根据权利要求3所述的电流开关电路，其特征在于， 上述阈值电压监视电路包含上述阈值电压监视用晶体管。
5. 根据权利要求4所述的电流开关电路，其特征在于，构成上述阈值电压监视电路的阈值电压监视用晶体管的栅极长度， 被设定为与构成上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的栅极长度 相同。
6. —种电流开关电路，具有电流源和与上述电流源的输出端相连接的差动开关，其特征在于，上述电流源至少具有 一 个晶体管，该晶体管的栅极端子上被施加了 用于确定流过的电流值的偏置电压，上述差动开关具有第一晶体管和第二晶体管，上述两晶体管各自的 源极端子并联连接在上述电流源的输出端上，上述两晶体管的两漏极端 子成为第一输出端子和第二输出端子，在上述两晶体管的两栅极端子上 输入互补信号，并且，上述差动开关的上述第一晶体管和第二晶体管被设定为其阈值电压 的绝对值高于构成上述电流源的晶体管的阈值电压的绝对值。
7. 根据权利要求1或6所述的电流开关电路，其特征在于， 上述第一晶体管和第二晶体管由场效应晶体管构成。
8. 根据权利要求7所述的电流开关电路，其特征在于， 上述场效应晶体管是P沟道型晶体管。
9. 根据权利要求7所述的电流开关电路，其特征在于， 上述场效应晶体管是N沟道型晶体管。
10. 根据权利要求1或6所述的电流开关电路，其特征在于，上述电流源具有的晶体管由其栅极绝缘膜的厚度为预定厚度的低耐 压晶体管构成，构成上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管由高耐压晶体管构 成，其中上述高耐压晶体管的栅极绝缘膜的厚度比上述低耐压晶体管的 栅极绝缘膜的预定厚度大，构成上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的阈值电压被设定为 高于上述电流源具有的晶体管的阈值电压。
11. 根据权利要求1或6所述的电流开关电路，其特征在于，构成上述差动开关的第 一 晶体管和第二晶体管的杂质注入浓度被设定为与构成上述电流源的晶体管的杂质注入浓度不同的浓度，构成上述差动开关的上述第一晶体管和第二晶体管的阈值电压被设 定为高于上述电流源具有的晶体管的阈值电压。
12. 根据权利要求7、 8、 10和11中任意一项所述的电流开关电路， 其特征在于，在构成上述电流源的晶体管的衬底端子上施加有预定电压， 在构成上述差动开关的第一晶体管和第二晶体管的衬底端子上施加有比上述预定电压高的电压，构成上述差动开关的上述第一晶体管和第二晶体管的阈值电压被设定为高于上述电流源具有的晶体管的阈值电压。
13. —种D/A转换器，其特征在于， 具有权利要求1 ~ 12中任意一项所述的电流开关电路。
14. 一种D/A转换器，安装有权利要求4所述的电流开关电路， 该D/A转换器的特征在于，上述阈值电压监视用晶体管的栅极宽度被设定为 上述多个电流开关电路中的LSB用电流开关电路具有的构成差动 开关电路的晶体管的栅极宽度以上的宽度。
15. —种半导体集成电路，其特征在于， 具有权利要求13或14所述的D/A转换器。
16. —种通信设备，其特征在于， 具有权利要求15所述的半导体集成电路。
全文摘要
本发明提供一种电流开关电路和使用该电路的D/A转换器、半导体集成电路及通信设备。在电流相加型D/A转换器中使用的电流开关电路A内，电流开关基本电路(1)具有构成差动开关(12)的第一和第二晶体管(Tr121、Tr122)。阈值电压控制电路(5)通过控制从其输出端子Vbout向构成上述差动开关(12)的两个晶体管(Tr121、Tr122)的衬底端子输出的衬底电压来控制上述差动开关的两个晶体管的阈值电压。因此，即使降低电流开关基本电路(1)的电源电压，也不会发生特性恶化，并能改善取决于差动开关(12)内的两个晶体管的阈值的电流开关基本电路(1)的动态范围的减小，取得较大的输出电压范围。
文档编号H01L27/04GK101395803SQ20078000774
公开日2009年3月25日 申请日期2007年10月23日 优先权日2007年1月10日
发明者小川智宽, 生驹平治 申请人:松下电器产业株式会社