本发明涉及一种C波段的有源人工电磁表面，属于新型人工电磁器件领域。
背景技术：
本发明中的新型人工电磁材料(Metamaterials)是电磁学中新兴的研究领域，其基础是等效媒质理论，由一系列人工设计的单元在亚波长尺度上按照一定规律排列构成。通过精心设计单元结构和尺寸大小，可以得到所需要的等效介电常数和磁导率。经过十多年的发展，新型人工电磁材料得到了长足的发展，在隐身、天线工程等方面都有广泛的应用。近些年来，随着有源人工电磁表面的提出，为传统的人工电磁表面天线罩给出了进一步的性能补充。传统的人工电磁表面一旦设计完成，其透射和反射特性就固定了下来。有源人工电磁表面在传统人工电磁表面的基础上加入有源电路元件(如PIN二极管，变容二极管，MEMS等)，通过自由调控偏压来改变人工电磁表面的频率选择特性。当雷达工作时，使有源人工电磁表面工作在带通状态，保障雷达的正常工作，当雷达静默时，将人工电磁表面切换到带阻状态，实现带内隐身。这就解决了传统天线罩无法实现带内隐身的问题，提高了雷达在未来战争中的适应性，同时通过微调有源元件的参数也可以修正制造过程中物理尺寸的偏差。
技术实现要素：
技术问题：本发明提供了一种工作在C波段的有源人工电磁表面，通过改变馈电电路的偏置电压，来实现人工电磁表面“开”、“关”两种工作状态。这种器件可作为天线罩与雷达系统共同工作，当雷达工作时，使有源人工电磁表面工作在带通状态，保障雷达的正常工作；当雷达静默时，将人工电磁表面切换到带阻状态，实现带内隐身。有源人工电磁表面由缝隙型人工电磁表面、有源元件与馈电网络组成，具有易于加工、使用简单、成本低、重量轻，灵活性高等特点，可用于雷达罩，智能器件等方面，具有很高的实用价值。
技术方案：为解决实现上述目的，本发明在无源单元，即缝隙型人工电磁表面基础上加入有源元件(PIN二极管和高频恒值电容)。通过改变PIN二极管的偏置电压，改变器件的频率选择特性，继而实现有源人工电磁表面的开关调控。
本发明的C波段有源人工电磁表面，包括缝隙型人工电磁表面、设置在所述缝隙型人工电磁表面上的有源元件和馈电网络，所述缝隙型人工电磁表面包括介质基板、在所述介质基板上表面加工并阵列排布的电磁表面单元，所述电磁表面单元包括方形金属片、围绕所述方形金属片设置的方形金属环，所述馈电网络包括设置在方形金属片和方形金属环之间的矩形金属片、贯穿介质基板的金属通孔、设置在介质基板下表面并与金属通孔连接的第一直流馈电线和第二直流馈电线，所述有源元件包括连接方形金属环与矩形金属片的高频恒值电容、连接方形金属片与矩形金属片的PIN二极管。
进一步的，本发明中，所述电磁表面单元中包括两个平行排列的第一直流馈电线和平行排列在所述两个第一直流馈电线之间的一个第二直流馈电线，介质基板下表面上所有第一直流馈电线均平行排列并连接在介质基板下表面设置的第一馈电端口A上，介质基板下表面上所有第二直流馈电线都连接在介质基板下表面设置的第二馈电端口B上。
进一步的，本发明中，所述第一馈电端口A、第二馈电端口B两端加载电压，通过金属通孔对介质基板上表面的PIN二极管施加偏置电压。
进一步的，本发明中，所述金属通孔设置在方形金属片和矩形金属片上，方形金属片上的金属通孔与第二直流馈电线连接，矩形金属片上的金属通孔与第一直流馈电线连接。
进一步的，本发明中，所述金属通孔设置在方形金属片和矩形金属片的中心。
图3给出的是方环缝隙型人工电磁表面的几何示意图，可将它等效为图4所示LC并联谐振电路，因为此结构旋转对称，现只讨论入射波极化为TE的情况。设定特征阻抗为Z0，人工电磁表面竖直金属条等效电感为L，水平方向金属条等效电容为C。
当入射波垂直入射时，等效电路中的L和C的计算公式如下：
式(1)中，XL和BC分别是L，C对应的归一化感抗和归一化容抗；d、p、s、g是单元结构的几何参数。λ是入射波的自由空间波长。
人工电磁表面对应的反射系数和透射系数可由下式求得：
其中Z是并联谐振回路的输入阻抗。
在人工电磁表面加载有源元件，影响等效电路中电阻、电容或电感值，从而影响器件的电磁响应。下面分析加载不同特性电抗时人工电磁表面的电磁特性。
PIN二极管是由PN结组成，即在P和N半导体材料中间加入一层低掺杂的本征半导体层而组成了这种P-I-N结构的二极管。它的阻抗特性是由直流偏置的极性和大小决定的。PIN二极管正偏时的等效电路如图5所示，其中Rs是P和N层体电阻和欧姆接触电阻之和，Rj是I层电阻，Cj是结电容与扩散电容的两者之和，但结电容相对较小，所以Cj近似于扩散电容。在微波频段，正偏情况下，PIN二极管可以等效为可变电阻Ri，其阻值会随着偏置电压的增大而减小，最终接近于短路状态，阻值与正偏电压关系如图7所示。反偏时，二极管等效为图6所示电路。当反向电压较小时，二极管未导通，Ri很大，二极管近似为开路状态；随反向电压的增大，二极管导通，电阻值变小，接近于Rs，此时二极管已不能正常工作。
为具体分析有源元件对方环缝隙结构单元的影响，我们简单设计了图8所示单元，缝隙两边加载有源元件。当有源元件为电阻时，方形缝隙结构单元的传输特性曲线如图9所示，可知阻值变化主要改变谐振频率处的传输系数。随着电阻的减小，其传输系数也会逐渐减小；当电阻足够小时，结构接近短路，方环缝隙结构的谐振频率会向高频偏移。
当图8结构单元加载电容时，传输特性曲线如图10所示。由图可知，加载电容可以改变人工电磁表面的谐振频率。随着电容容值的增加，其谐振频率会降低，而且带宽也会减小。因此，我们可以通过在方环缝隙结构单元上加载有源元件来改变单元的谐振频率与传输系数，以此来设计实现有源可调的人工电磁表面。
有益效果：本发明与现有技术相比，具有以下优点：
1、传统人工电磁表面一旦设计完成，透射和反射特性不能改变。本发明在传统人工电磁表面基础上加载有源电路元件(PIN二极管和高频恒值电容)，可通过外加偏置电压调控人工电磁表面的频率选择特性，实现透射和反射性能的切换，功能更强。
2、本发明由缝隙型人工电磁表面、有源元件与馈电电路组成。单元结构简单，馈电电路高效，具有易于加工、使用简单、成本低、重量轻，灵活性高等特点，在智能器件等方面，具有很高的实用价值。
3、本发明可与雷达系统共同工作，当雷达工作时，使有源人工电磁表面工作在带通状态，保障雷达的正常工作；当雷达静默时，将人工电磁表面切换到带阻状态，实现带内隐身。
4、本发明有源元件采用PIN二极管和高频恒值电容串联的加载方式，对器件的调节范围更广，并且在电尺寸相当的情况下，本发明可以在“关”状态实现更大的隔离度。
附图说明
图1是有源人工电磁表面正视图。
图2是有源人工电磁表面馈电网络。
图3是方环缝隙型人工电磁表面模型。
图4是方环缝隙型人工电磁表面等效电路。
图5二极管正向偏置下的等效电路及其简化电路；
图6二极管反向偏置下的等效电路(分别给出了二极管反向未击穿和反向击穿两种情况的简化电路)。
图7是PIN二极管电阻与正向偏置电压的曲线图。
图8是加载PIN二极管的方环缝隙人工电磁表面单元结构。
图9是加载电阻阻值对人工电磁表面传输系数的影响。
图10是加载不同电容对传输系数的影响。
图11是有源人工电磁表面单元结构上表面结构示意图。
图12有源人工电磁表面单元结构背面馈电电路。
图13是有源人工电磁表面传输系数。
图14是加载电容为0.1pF的器件传输系数仿真结果。
图15是器件仿真和测试结果对比图。
图16是有源元件仅为PIN二极管时的仿真和测试结果对比图。
图中有：1-方形金属环；2-方形金属片；3-矩形金属片；4-高频恒值电容；5-PIN二极管；6-第一直流馈电线；7-第二直流馈电线；第一馈电端口A；第二馈电端口B。
具体实施方式
下面结合实施例和说明书附图对本发明作进一步的说明。
本发明提供了一种工作在C波段的有源人工电磁表面，通过改变馈电电路的偏置电压，来实现人工电磁表面“开”、“关”两种工作状态。具体表现为，“开”状态时电磁波可以低损耗的通过人工电磁表面，“关”状态时电磁波被人工电磁表面全反射，实现带内隐身。
本发明由缝隙型人工电磁表面、有源元件与馈电网络三部分组成，其中有源元件由PIN二极管和高频恒值电容串联而成。所述缝隙型人工电磁表面包括在介质基板上表面加工的方环缝隙结构，以及介质基板内部的金属通孔。所述金属通孔连接介质基板背面的直流馈电线，所有馈电线组合成馈电网络。
本发明采用方环缝隙型人工电磁表面作为基本结构单元，主要因为方环结构在角度稳定性、交叉极化电平、带宽和传输反射间隔等诸多方面性能优异。器件单元结构如图11所示，方形金属环1与方形金属片2中间缝隙刻蚀小块矩形金属片3，方形金属环1与矩形金属片3之间加载高频恒值电容4，方形金属片2与矩形金属片3之间加载PIN二极管5。单元背面馈电电路如图12所示，矩形金属片3与第一直流馈电线6，方形金属片2与第一直流馈电线7之间分别通过金属通孔连接，所有直流馈电线连成馈电网络，如图2所示。由于金属通孔的作用，第一馈电端口A和第二馈电端口B分别连接到单元方形金属片2和矩形金属片3。当两个馈电端口所加电压不同时，两贴片间就会有电压差，实现了对PIN二极管的直流偏置，同时将第二馈电端口B与贴片单元的外环设置为零电势差，保证电容的安全。
图13为方环缝隙型人工电磁表面加载PIN二极管5与高频恒值电容4时的仿真结果图。图中三条曲线均为器件的透射系数，圆点线表示无加载时的仿真结果，方形线和三角线表示加载有源元件之后的结果。其中，方点线表示加载电阻R＝3000Ω，模拟PIN二极管5电压反偏状态，对应器件的“开”状态；三角线表示电阻R＝2Ω、电容C＝0.85pF串联加载，模拟PIN二极管电压正偏状态，对应器件的“关”。由图中可以看出两种状态之间有着明显的差异。“开”状态时，该器件可以在4.78GHz至5.24GHz频段内保持插入损耗小于1dB，其相对带宽为9.2％，而“关”状态，该器件在4.63GHz至5.36GHz频段内保持隔离度大于30dB，相对带宽为14.6％。
考虑到器件的成本与工作频段，本发明有源元件采用型号SMP1320的PIN二极管5，串联0.1pF的高频恒值电容(AVX1210系列，该电容自谐振频率为15GHz)。由于电容阻值与仿真相差较大，器件的谐振特性发生改变，因此我们重新利用仿真软件对器件进行了模拟验证，并对单元尺寸进行了优化，结果如图14所示。由图可知，器件中心频率5.10GHz，“开”状态时插入损耗小于1dB带宽为1.32GHz，“关”状态时隔离度大于20dB带宽为0.85GHz，容值的变化降低了器件在“关”状态的隔离度。
样品测试时，高、低两个电极分别由第一、第二馈电端口A、B接入，通过馈电网络在PIN二极管5两端产生压差，改变PIN二极管5的直流偏置电压，即可实现器件两种状态的切换。图15为该器件的仿真和测试结果对比图。由于测试条件的限制，我们只能准确测量3.7GHz-7.0GHz频段内器件的工作特性。从图中可知，在中心频率处测试结果与仿真结果吻合良好，这表明器件能够正常工作。需要说明的是，由于本发明介质基板厚度小，硬度低，在焊台上高温加热焊接有源元件时产生了形变，因此器件的传输系数发生变化，并产生了频率偏移。另外“开”状态时，测量结果有着比仿真结果更低的插入损耗，这是因为在实际测量时没能完全去除电磁波绕射带来的影响，造成了与仿真结果的差异。实测结果表明，该器件工作频率偏移了0.15GHz左右，这主要是由加工误差因素及仿真时没有考虑PIN二极管5寄生电容造成的。图16为有源元件仅为PIN二极管5时的仿真和测试结果。与图15对比后可以发现，在电尺寸相当的情况下，本发明可以在“关”状态实现更大的隔离度。
上述实施例仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和等同替换，如在方环缝隙之间加载四组有源元件，或对有源元件进行其他串、并联组合，这些对本发明权利要求进行改进和等同替换后的技术方案，均落入本发明的保护范围。