一种宽带紧凑型射频功率分配器的制作方法

本发明涉及功率分配器，特别是涉及一种宽带紧凑型射频功率分配器。

背景技术：

随着有源相控阵雷达的不断发展，功率分配器作为超宽带多通道工作模式的关键器件得到了广泛的研究。传统的威尔金斯功分器的特点是电路制作工艺简单，成本低廉，隔离端口无接地要求，电路结构完全对称可以进一步保证功分信号的一致性。但是wilkinson、功分器采用四分之一波长微带线，对于频率比较低的应用，功分器尺寸较大，不利于集成；四分之一波长微带线的频段比较窄，若要实现宽带功分器，需要使用多段四分之一微带线进行级联，进一步增加了功分器的面积。

因此十分有必要研究出一种减小电路面积的紧凑型的宽带射频功率分配器。

技术实现要素：

发明目的：本发明的目的是提供一种宽带紧凑型射频功率分配器，能够解决现有技术中存在的“功率分配器尺寸较大”的问题。

技术方案：本发明所述的宽带紧凑型射频功率分配器，包括输入端口、第一输出端口和第二输出端口，输入端口通过第一路传输线连接第一输出端口，输入端口通过第二路传输线连接第二输出端口，第一路传输线和第二路传输线均包括增益补偿网络和传输线拟合网络，且第一路传输线和第二路传输线的结构完全相同，第一输出端口通过隔离网络连接第二输出端口。

进一步，所述第一路传输线、第二路传输线和隔离网络均采用集总器件。这样整个功率分配器的结构紧凑，插入损耗销，寄生参数小，频带宽。并且这样就不区分传输线和隔离网络的区隔。

进一步，所述隔离网络包括第三电感l3，第三电感l3的一端连接第一输出端口，第三电感l3的另一端连接第七电容c7的一端，第七电容c7的另一端连接第三电阻r3的一端，第三电阻r3的另一端连接第八电容c8的一端，第八电容c8的另一端连接第四电感l4的一端，第四电感l4的另一端连接第二输出端口；其中，第三电感l3的电感值等于第四电感l4的电感值，第七电容c7的电容值等于第八电容c8的电容值。这样隔离网络的电路结构就完全对称，能够提高在非中心频点的隔离度，从而增加隔离带宽，使得功率分配器在很宽的频带内具有容性和感性补偿作用。而现有技术中传统的威尔金森功分器采用纯电阻作为隔离网络，它在非中心频点的隔离度并不好。

进一步，所述第一路传输线中的增益补偿网络包括第一电容c1和第一电阻r1，第一电容c1的一端和第一电阻r1的一端均连接输入端口，第一电容c1的另一端和第一电阻r1的另一端均连接第一路传输线中的传输线拟合网络。

进一步，所述第二路传输线中的增益补偿网络包括第二电容c2和第二电阻r2，第二电容c2的一端和第二电阻r2的一端均连接输入端口，第二电容c2的另一端和第二电阻r2的另一端均连接第二路传输线中的传输线拟合网络。

进一步，所述第一路传输线中的传输线拟合网络包括第三电容c3，第三电容c3的一端分别连接第一电感l1的一端和第一路传输线中的增益补偿网络，第一电感l1的另一端分别连接第五电容c5的一端、第一输出端口和隔离网络，第三电容c3的另一端和第五电容c5的另一端均接地。

进一步，所述第三电容c3和第五电容c5均采用直接背孔到地的结构。这样能够减小第三电容c3和第五电容c5的寄生电感，扩展工作频带。

进一步，所述第二路传输线中的传输线拟合网络包括第四电容c4，第四电容c4的一端分别连接第二电感l2的一端和第二路传输线中的增益补偿网络，第二电感l2的另一端分别连接第六电容c6的一端、第二输出端口和隔离网络，第四电容c4的另一端和第六电容c6的另一端均接地。

进一步，所述第四电容c4和第六电容c6均采用直接背孔到地的结构。这样能够减小第四电容c4和第六电容c6的寄生电感，扩展工作频带。

进一步，所述输入端口、第一输出端口和第二输出端口均采用gsg结构的焊盘；gsg结构的焊盘中，信号焊盘的长宽比大于2:1。信号焊盘尺寸的选择能够补偿金丝键合线的感性影响，从而减小在片测试与系统组装测试之间的差异。

有益效果：本发明公开了一种宽带紧凑型射频功率分配器，与现有技术相比，具有如下的有益效果：

本发明通过两路传输线中的增益补偿网络使得功分器与均衡器的功能合二为一，极大地减小了整个功分器的面积，降低了生产成本；并且，增益补偿网络在低频具有较大损耗，能够提高输入端口的匹配。

附图说明

图1为现有技术中威尔金森功分器的电路图；

图2为本发明具体实施方式中功率分配器的电路图；

图3为本发明具体实施方式中功率分配器芯片的示意图；

图4为本发明具体实施方式中功率分配器传输系数的仿真结果；

图5为本发明具体实施方式中功率分配器插入损耗的仿真结果；

图6为本发明具体实施方式中功率分配器输出端口隔离度的仿真结果；

图7为本发明具体实施方式中功率分配器输出端口回波的仿真结果；

图8为本发明具体实施方式中功率分配器输入端口回波的仿真结果。

具体实施方式

本具体实施方式公开了一种宽带紧凑型射频功率分配器，包括输入端口、第一输出端口和第二输出端口，输入端口通过第一路传输线连接第一输出端口，输入端口通过第二路传输线连接第二输出端口，第一路传输线和第二路传输线均包括增益补偿网络和传输线拟合网络，且第一路传输线和第二路传输线的结构完全相同，第一输出端口通过隔离网络连接第二输出端口。第一路传输线、第二路传输线和隔离网络均采用集总器件。输入端口在图2和图3中用port1表示，第一输出端口在图2和图3中用port2表示，第二输出端口在图2和图3中用port3表示。

隔离网络包括第三电感l3，如图1所示，第三电感l3的一端连接第一输出端口，第三电感l3的另一端连接第七电容c7的一端，第七电容c7的另一端连接第三电阻r3的一端，第三电阻r3的另一端连接第八电容c8的一端，第八电容c8的另一端连接第四电感l4的一端，第四电感l4的另一端连接第二输出端口；其中，第三电感l3的电感值等于第四电感l4的电感值，第七电容c7的电容值等于第八电容c8的电容值。这样隔离网络的电路结构就完全对称，能够提高在非中心频点的隔离度，从而增加隔离带宽。其中串联的第三电感l3和第四电感l4采用了高阻传输线，这在较小感值的情况下是有效的。而现有技术中传统的威尔金森功分器采用纯电阻作为隔离网络，它在非中心频点的隔离度并不好。

第一路传输线中的增益补偿网络包括第一电容c1和第一电阻r1，如图1所示，第一电容c1的一端和第一电阻r1的一端均连接输入端口，第一电容c1的另一端和第一电阻r1的另一端均连接第一路传输线中的传输线拟合网络。第二路传输线中的增益补偿网络包括第二电容c2和第二电阻r2，如图1所示，第二电容c2的一端和第二电阻r2的一端均连接输入端口，第二电容c2的另一端和第二电阻r2的另一端均连接第二路传输线中的传输线拟合网络。

第一路传输线中的传输线拟合网络包括第三电容c3，第三电容c3的一端分别连接第一电感l1的一端和第一路传输线中的增益补偿网络，第一电感l1的另一端分别连接第五电容c5的一端、第一输出端口和隔离网络，第三电容c3的另一端和第五电容c5的另一端均接地。第二路传输线中的传输线拟合网络包括第四电容c4，第四电容c4的一端分别连接第二电感l2的一端和第二路传输线中的增益补偿网络，第二电感l2的另一端分别连接第六电容c6的一端、第二输出端口和隔离网络，第四电容c4的另一端和第六电容c6的另一端均接地。第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5和第六电容c6均采用直接背孔到地结构。

隔离网络和增益补偿网络的联合设计，使得本具体实施方式的功率分配器能够覆盖高频与低频比例为3倍频程的带宽，例如6-18ghz、2-6ghz等。

输入端口、第一输出端口和第二输出端口均采用gsg结构的焊盘；gsg结构的焊盘中，信号焊盘的长宽比为2:1。图3示出了输入端口的信号焊盘3和接地焊盘2，信号焊盘3的尺寸为100×140um，接地焊盘2的尺寸为100×100um。输入端口的接地焊盘与第一输出端口的接地焊盘共用一个过孔到地，输入端口的接地焊盘与第二输出端口的接地焊盘也共用一个过孔到地，这样能够节约芯片面积。焊盘的中心位置间距大小与射频探针的gsg针尖间距保持一致，以便晶圆级在片测试。

两个增益补偿网络都采用rc并联结构，能够极大地改善输入端口在低频的回波特性，如图7所示。rc并联结构在频率低的时候，电阻主要起作用，对低频产生损耗；在频率高的时候，电容主要起作用。因此选择合适的电容和电阻，并调节传输线拟合网络的电感和电容值，就可以实现所需频带内不同程度的增益补偿。本具体实施方式中，增益补偿设置为1.5db。

图4至图8为本具体实施方式取其中一个3倍频程的电磁仿真结果：以6-18ghz为例进行的电磁仿真结果，可见，本具体实施方式的功率分配器能够覆盖高频与低频比例为3倍频程(如6-18ghz)的带宽。如图4所示，在6ghz频点，传输系数为-5.4db，在18ghz频点，传输系数为-3.7ghz，整个频带内具有0.14db/ghz的正斜率。如图5所示，最高频率18ghz的插入损耗为0.7db。如图7所示，输出端口的回波系数小于-13db。如图6所示，输出端口隔离度大于11db。如图8所示，输入回波系数小于-15db。该芯片尺寸仅为600×700um(0.07λ×0.08λ)，而现有技术中威尔金森功分器的尺寸为1500×1500um²。可见，本具体实施方式有效缩小了功率分配器的尺寸。本具体实施方式可以广泛应用于多通道有源相控阵系统中，尺寸小，损耗低，成本低，端口一致性好。