一种基于三相交错并联CLLLC电路的磁集成装置

本发明涉及一种适用于高频工作环境下的电感和变压器的磁集成技术，特别适用于三相交错并联clllc电路。

背景技术：

1、随着电力电子技术不断发展，高频电子应用对电力转换器提出了更高的要求，但传统电感和变压器设计存在效率低、体积大和损耗高的问题。磁集成技术的兴起为解决这些挑战提供了新的解决方案，通过将电感和变压器的磁性元件紧密集成，提高了性能、效率和紧凑性。本发明聚焦于高频clllc谐振变换器领域，通过磁集成技术的应用，可以实现更高的功率密度、更高的效率和更低的损耗。

2、如上所述，三相交错并联clllc电路如图1所示，该电路由原边三相桥式逆变电路和副边三相桥式整流电路组成，原边和副边均由有源器件构成，原边和副边各串联电感,其中，电容按三角形方式连接，形成谐振电路,原副边通过变压器实现电气隔离。谐振变换器不仅继承了clllc谐振变换器在全负载范围能够实现软开关的优点，同时具备大容量、相间自动均流和输出电流更加平滑的优点。

3、在传统形式的三相交错并联clllc电路中，需要六个谐振电感和三个变压器，若采用独立磁性元件，需九个磁性元件，严重违背了高效率、高功率密度的初衷。为了解决上述问题，一些研究者尝试使用多个ee型磁芯进行简单的组合，甚至引入磁分流器来创建额外的磁路，以实现集成，但这些方法使得变压器结构变得复杂，需要复杂的数学公式进行计算。因此，解决这个问题需要寻找更创新的方法，以减少磁性元件的数量，提高系统效率，并降低复杂性。这包括采用新型磁性材料、优化电路拓扑、引入数字控制技术等方法，以满足高效率和高功率密度的设计要求。

技术实现思路

1、为了解决上述问题，本发明提供了一种基于三相交错并联clllc电路的磁集成装置，减少了谐振变换器中磁性元件的数量、体积、重量和损耗，优化了变换器的效率和功率密度。

2、本发明是通过以下技术方案实现的：

3、本发明提出了一种适用于三相交错并联clllc电路的谐振电感与变压器集成结构，所述三相交错并联clllc电路包括三相桥式逆变电路、三相桥式整流电路、三相谐振网络和三相变压器，其中三相变压器的原、副边采用星形连接，谐振电容采用三角形连接，可有效地解决三相电流的均流问题，同时谐振电容不具有直流偏置，有助于实现软启动。将上述谐振网络中的六个谐振电感和三个变压器集成到一个磁性元件中，具体的，将a相变压器的原边绕组nap和副边绕组nas分别不平均的分布绕制于a相的上下两个磁柱上，通过中间增加一块磁芯，建立新的磁路，降低原副边绕组的耦合程度，使得a相变压器原副边的漏感加大，替代成为a相谐振网络中原边和副边侧的谐振电感，同理，将b相(c相)变压器的原边绕组nbp(ncp)和副边绕组nbs(ncs)不平均的分布绕制于磁柱b(c)相的上下两个磁柱上，降低原副边绕组的耦合程度，使得b相(c相)变压器原副边得漏感加大，替代成为b相(c相)谐振网络中原边和副边侧的谐振电感。

4、所述的集成磁性元件结构包括两个相同的磁芯分别放置于底层和顶层和一个位于两者中间的平面磁芯。其中，底层和顶层的磁芯包括三个圆柱形磁柱，按120°对称方式分布。

5、进一步的，运用磁集成技术，将a相变压器的原边绕组nap分成两个子绕组nap1、nap2，绕制于a相的上、下两个磁柱上，nap1、nap2的绕向相同、匝数不同，确保两个子绕组产生的磁通闭合方向相同，通过此方法降低绕组耦合程度，增大原边侧的漏感，以便充当原边侧的谐振电感。

6、进一步的，b相变压器的原边绕组nbp分成两个子绕组nbp1、nbp2，绕制于b相的上、下两个磁柱上，nbp1、nbp2的绕向相同、匝数不同，确保两个子绕组产生的磁通闭合方向相同，通过此方法降低绕组耦合程度，增大原边侧的漏感，以便充当原边侧的谐振电感。

7、进一步的，c相变压器的原边绕组ncp分成两个子绕组ncp1、ncp2，绕制于c相的上、下两个磁柱上，ncp1、ncp2的绕向相同、匝数不同，确保两个子绕组产生的磁通闭合方向相同，通过此方法降低绕组耦合程度，增大原边侧的漏感，以便充当原边侧的谐振电感。

8、进一步的，运用磁集成技术，将a相变压器的副边绕组nas分成两个子绕组nas1、nas2，分别绕制于a相的上、下两个磁柱上，nas1、nas2的绕向相同、匝数不同，确保两个子绕组产生的磁通闭合方向相同，通过此方法降低绕组耦合程度，增大副边侧的漏感，以便充当副边侧的谐振电感。同理，b相(c相)变压器的副边绕组(nbs)ncs的两个子绕组nbs1(ncs1)、nbs2(ncs2)分别绕制于b相(c相)的上、下两个磁柱上。

9、进一步的，a、b、c三相变压器不仅本身独立变压器原副边绕组之间存在耦合，而且每一相原副边绕组之间(a相与b相，b相与c相，c相与a相)也存在耦合，耦合程度可用互感m表示。根据集成磁性元件的原副边绕组示意图如图3所示，可得矩阵方程：

10、

11、式中lii(i＝1,3,5)为各相变压器原边绕组自感，lii(i＝2,4,6)为各相变压器副边绕组自感，同理mij依次为各自绕组之间的互感；例如m13为a相变压器原边绕组与b相变压器原边绕组的互感，m23为a相变压器副边绕组与b相变压器原边绕组的互感，其他依次类推。

12、根据集成磁性元件的磁路等效模型如图4所示，运用磁路的欧姆定律，可以求出：

13、

14、由于三相对称结构，容易得到a相原边、b相原边、c相原边之间的互感相同，同理a相副边、b相副边、c相副边之间的互感也相同，故进一步的可以推导出，

15、

16、式中n1+n2为原边绕组总匝数之和，n3+n4为副边绕组总匝数之和。例如n1(n3)为a相变压器原边(副边)绕组分配于a相底层(顶层)磁柱的绕组匝数，n2(n4)为原边(副边)绕组分配分配于a相顶层(底层)磁柱的绕组匝数；l1为各相原边绕组自感，l2为各相副边绕组自感，m1为同一相变压器原副边之间的互感，m2为各相变压器原边绕组之间的互感，m3为各相变压器副边绕组之间的互感，m4为变压器不同相变压器原边绕组和副边绕组之间的互感。

17、进一步的，由于三相交错并联clllc电路的驱动信号相位依次相差120度的电角度，三相谐振电流相位也相差120度电角度，可以得到：

18、

19、式中iap、ibp、icp为三相变压器的输入电流；ias、ibs、ics为三相变压器的输出电流。

20、进一步的，以a相变压器为例，基于上述式子，可以得到：

21、

22、式中vap为a相变压器原边绕组的电压，vas为a相变压器副边绕组的电压。

23、进一步的，三相磁集成变压器得以实现完全解耦，每一相的励磁电感和漏感均可以计算出来，以a相为例，可以表示出：

24、

25、式中，lmp为a相变压器的原边等效励磁电感，lms为a相变压器的副边等效励磁电感，lkp为a相变压器原边侧的漏感大小，lks为a相变压器副边侧的漏感大小，k1,k2分别为原副边励磁电感与谐振电感的比值。通常，为了clllc谐振变换器的原副边对称，在选取绕组匝数应该合理设计，使得k1＝k2。

26、本发明的有益效果：将三相交错并联clllc电路中的三个变压器和六个电感集成到了一个磁性元件上，减小了变换器的体积和重量，提高了效率和功率密度，同时可以通过调节中间磁芯与底层和顶层磁芯磁柱之间的气隙大小，获得所需的励磁电感与谐振电感。