，戶拭被称为传输多项式，F树被称为反射多项式。系数Cbk通过对 Bvfjb -球进行展开来确定，Ev表示对-z)2取偶部运算。系数e用于确保反射多项 k=l /CM 式F氏)的首项系数为1。系数e由所指定的通带内的回波损耗或者通带内的波动来确定。再 由下面的能量守恒等式
[0027] 尸村' 村 + /.'片)? 片)二 /：村'左'村 (11)
[0028] 取幻亦E*材他于左半平面内的根来构成共有多项式怎村。运里所导出的传输多 项式和反射多项式可W通过乘W复数单位j来改变其极性。
[0029] 在得到滤波多项式之后，就可W构造相应的网络参数矩阵。例如，散射矩阵[S]为
(12)
[0031 ]其中，P代表传输多项式戶材的简写，F代表反射多项式F(S)的简写，E代表共有多 项式的简写。当传输多项式P的极性为奇，则n=i;当传输多项式P的极性为偶，则n=- 1。符号*代表共辆。符号±代表一个网络及其对偶网络。
[0032]由网络参数之间的换算关系，可W导出阻抗矩阵[z]T为
(13)
[0034]导纳矩阵[y]T为
(14)
[0036]接下来，需要寻找恰当的网络形式来实现运些网络参数。考虑如图10所示的横向 网络，它是由N+1个支路串联而成。其中N个支路分别由一个阻抗倒置器Ksi、一个LX谐振器 (由以和乂1构成，Li是电感，Xi是电抗)和一个阻抗倒置器KLi构成，且i = l、2、…、N。另外一个 支路由一个阻抗倒置器Ksl构成。Vs是外加电压源，Rs是源阻抗，化是负载阻抗，X沸Xl是电抗 元件。利用电路知识导出如图10所示的横向网络的阻抗矩阵[Z]netwnrk为： (IS)
[0038] 其中，:= 而，而=/(,,./y京6 O i是第i个LX谐振器的谐振频率，即CO i 二-Xi/Xi,归一化之后为'巧.：巧/(译。
[0039] 因此，将由滤波多项式构成的阻抗矩阵[Z]T与横向网络的阻抗矩阵[Z]netwnrk进行 对比，就可W - 一确定横向网络中的各个元件值。如图10所示的横向网络，还可W用支路电 流法建立下面的方程。
[0040] [A] ? [i]=-j ? [V] (16)
[0041 ]其中，
[0043] [i]为支路电流向量，且is、ii、…和iL为各个支路的电流。[V]为电压向量，且VS和VL 分别为源和负载电压。[A]定义为网络矩阵。
[0044] 在得到横向网络的网络矩阵[A]之后，就可W利用矩阵相似变换来对其进行矩阵 运算，得到各种形式的网络矩阵。如果网络矩阵表示成下面的形式
[0046] 它对应的集总参数带通滤波器如图11所示，可见它与平行禪合微带线带通滤波器 的集总参数等效网络非常相似。从而可W利用集总参数带通滤波器来确定平行禪合微带线 带通滤波器的结构参数。
[0047] 总结起来，本发明所述的直接设计方法主要包括两个步骤:①根据待设计的平行 禪合微带线带通滤波器的技术指标，选择相应的滤波器类型，得到与平行禪合微带线带通 滤波器的集总参数等效网络相似的集总参数带通滤波器;②利用平行禪合微带线带通滤波 器与其集总参数等效网络的等效关系，由集总参数带通滤波器的元件值计算得到平行禪合 微带线带通滤波器的结构参数值。
[004引与现有间接设计方法相比，本发明的有益效果是：
[0049]①直接设计方法能够计算得到更为准确的结构参数值；
[0050] ②针对相同的技术指标，直接设计方法能够得到多组结构参数，为实际加工制作 提供方便的选择；
[0051] ③直接设计方法不仅能够用于设计奇数阶平行禪合微带线带通滤波器，还能用于 设计偶数阶平行禪合微带线带通滤波器。
【附图说明】
[0052] 图1微带线结构示意图
[0053] 图2平行禪合微带线带通滤波器的一般结构示意图
[0054] 图3平行禪合微带线带通滤波器的等效结构示意图
[0055] 图4平行禪合线节的结构示意图
[0056] 图5平行禪合线节的分布参数等效网络
[0057] 图6特性阻抗为(Zie-Zi〇)/2和电长度为0的传输线节的混合参数等效网络
[0058] 图7平行禪合线节的混合参数等效网络
[0059] 图8平行禪合线节的集总参数等效网络
[0060] 图9平行禪合微带线带通滤波器的集总参数等效网络
[0061] 图10横向网络结构
[0062] 图11一种与平行禪合微带线带通滤波器的集总参数等效网络具有相似拓扑性质 的集总参数带通滤波器
[0063] 图12现有间接设计方法所使用的S阶低通原型网络
[0064] 图13现有间接设计方法所使用的平行禪合微带线带通滤波器的混合参数等效网 络
[0065] 图14实施例一中的=阶广义切比雪夫集总参数滤波器网络
[0066] 图15(a)实施例一中的理论综合结果、使用初始结构参数仿真结果和使用优化结 构参数仿真结果的对比（|S2l|)
[0067] 图15(b)实施例一中的理论综合结果、使用初始结构参数仿真结果和使用优化结 构参数仿真结果的对比（ISiiI)
[0068] 图16实施例一的=阶平行禪合微带线带通滤波器实物图
[0069] 图17实施例一的仿真和测试结果对比
[0070] 图18实施例二的=阶平行禪合微带线带通滤波器实物图
[0071] 图19实施例二的仿真和测试结果对比
[0072] 图20实施例=中的二阶广义切比雪夫集总参数滤波器网络
[0073] 图21实施例=的二阶平行禪合微带线带通滤波器实物图
[0074] 图22实施例S的仿真和测试结果对比
[0075] 图23实施例四中的四阶广义切比雪夫集总参数滤波器网络
[0076] 图24实施例四的四阶平行禪合微带线带通滤波器实物图 [0077]图25实施例四的仿真和巧聯结果对比
【具体实施方式】
[0078]下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的说明，但本发明的实施方式不限 于此。首先考虑奇数阶（即n为大于等于4的整数，且为偶数)平行禪合微带线带通滤波器的 设计。W-个=阶平行禪合微带线带通滤波器作为实施例一，即n = 4,由四个平行禪合线节 连接而成。如果使用此=阶平行禪合微带线带通滤波器来实现一个=阶广义切比雪夫带通 频率响应，不失一般性，假设技术指标要求为:通带位于[2.88,3.12]G化，即中屯、频率位于 3G化，相对带宽为8 %，通带内的回波损耗低于-20地。
[0079] 按照现有间接设计方法的设计流程，低通原型电路如图12所示，计算其元件参数 值如下
[0080] go= 1.0000，gi = 0.8535，g2 = 1.1039，g3 = 0.8535，邑4二 1.0000
[0081 ]在现有间接设计方法中，平行禪合线节等效为一个导纳倒置器Ji, W和在两端连接 有电长度为0和特性导纳为Yr的传输线节的组合。现有间接设计方法使用如图13的混合参 数等效网络来近似=阶平行禪合微带线带通滤波器。两端馈线的特性导纳为Y。。运里考虑 采用对称结构来实现，因此=阶平行禪合微带线带通滤波器的结构参数满足下面的关系： 11=]_4，讯1='\￥4,31 = 34，12 = 13，讯2 =讯3,32 = 33。如果选择￥, = ￥。，在表1中给出了由现有间接设 计方法计算得到的=阶平行禪合微带线带通滤波器的特性参数，其中（Zoe)i, W和(Zod)I, W 分别是第i个平行禪合线节的偶模特性阻抗和奇模特性阻抗。如果WRogers RT/duroid 4350基片(相对介电常数为3.66，基片厚度为0.508mm)来实现的话，现有间