专利名称：带有变电位中间电路电容的辅助谐振换向极多点变流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种带有变电位中间电路电容的ARCP(辅助谐振换向极)多点变流器，并由此涉及到功率电子电路，尤其涉及到用于大功率变流器的软切换多点变流器结构。
具有变电位中间电路电容的硬多点变流器在大功率领域中用于三相传动控制，或在能量传输设备中用于网络耦合和补偿，这在专利WO9302501中由T.Meynard等人曾典型地提出过。已经证明，多点变流器理论尤其适用于高电压情形，而在这种情况下，目前可供使用的单个半导体器件的最大反向电压还达不到要求。与具有零位二极管或限幅二极管的多点变流器结构不同的是，在由Meynard等人提出的多点变流器结构中，变流器支路上的不同输出电压级可通过各个被充电的中间电路电容的灵活组合来获得，这在诸如“IEEE工业应用学报(IEEETransactions of Industry Applications)”，第1A-17卷，第5号，由A.Nabae等人发表的“一种新型的中性点箝位PWM变流器(A NewNeutra1 Point C1amped PWM Inverter)”中曾典型地阐述过。这种结构的优势尤其在具有多于三点的多点变流器中得到显著体现，在根据Nabae等人的结构中，大大增加了多点变流器中的零位二极管或限幅二极管的数量，也增加了所需的反向电压负荷。
目前，在大功率场合下，带有电压中间电路的多点变流器采用的是带反向二极管的GTO开关。在这种配制情况下，所产生的最大电流变化率di/dt和电压变化率du/dt必须通过无源限幅网络来进行限制，以避免半导体器件被损坏。这些网络通常有较大的损耗，而且大大增加了变流器的复杂性和造价。
在大功率变流器中，所能达到的最大开关频率受限于半导体所产生的开关损耗以及半导体元件的最小开关时间和恢复时间。由于开关频率对电气输入输出参数的质量以及由此带来的整体系统设计有直接的影响，所以对变流器来说，可实现的开关频率是一个重要的性能参数。
功率半导体发展中的进步使现在的变流器可具有更高的di/dt和du/dt，这使得限幅网络可以相当地小，甚至还可以省略。为此，当前可达到的开关频率界限基本上仅受限于最大允许的半导体损耗。
为了在小型和中型功率范围内提高变流器的最大开关频率，可采用很多种软切换变流器结构来大幅度减少开关损耗。尤其是在专利US5047913中由R.De Doncker等人提出的“辅助谐振换向极”(ARCP)理论，它能很好地减少两点变流器的开关损耗。在这种ARCP变流器中，每个主开关都并联有一个卸载电容。另外，它还提供了一个由谐振电感与辅助开关串联而成的辅助电路，该辅助电路把直流中间电路的电容中性点同变流器的相输出端连接在一起。所有的主开关在零电压工作方式下运行，而所有的辅助开关在零电流工作方式下运行。
除了能大幅度减少开关损耗外，ARCP理论还可以通过选择谐振元件来控制最大的电流上升速度和电压上升速度，这样，不但能够使用临界状态的半导体开关或者半导体开关组合(比如串联电路)，还可以减少三相电机末端线圈的绝缘负荷。
把ARCP理论扩展应用到带有变电位电容的三点变流器上，提出这些想法的有Dijkhuizen等人在IEEE协会IAS98中提出过，Deschamps等人以及Yuan等人在巴西功率电子协会COBEP97中提出过。在这些解决方案中，变流器的输出联上了一个谐振电感，该电感或者联结到正的或负的直流中间电路母线上(Deschamps)，或者通过一个附加的变换器联结到三点变流器中的直流中间电路电容的电压中性点上(Yuan)。Deschamps的配置中的主要缺点在于，再充电过程不对称，也就是说，在谐振再充电过程开始时的谐振电感上的电压值与谐振换流结束时的电压值不相符。在谐振换流期间，有必要在辅助支路上进行额外的有损耗开关操作，用来使辅助支路中的电流衰减。根据Yuan的配置中的主要缺点在于元件的费用较高。尤其是辅助支路中的高频变换器承载了大的谐振电流，其制造对于这种结构的推广应用来说是非常复杂和昂贵的。
本发明的任务在于，提供一种带有变电位电容的ARCP多点变流器，它通过安装少量的附加开关元件来进行对称的谐振再充电过程，从而在开关过程无损耗以及不带变压器的情况下，可实现辅助开关的零电流操作和主开关的零电压操作。
根据本发明的第一种实施方案，该任务由下面一种ARCP三点或多点变流器来实现，即
-其每个变流器相都有一个由至少四个主开关组成的串联电路，并且，这些变流器相的串联电路并联在正的和负的直流电压母线之间，-其中，每个单独的主开关上并联有一个单独的卸载电容，-其中，在直流电压母线之间装有两个相同大小的中间电路电容，其电压中性点可供使用，-其中，利用构成换流单元的变电位中间电路电容，并不同时构成变流器相输出的各相邻主开关的联结点相对于正负直流电压母线成对称地互联在一起，-其中，每个变电位中间电路电容都分为两个大小相等的分电容，其联接点用来提供电压中性点，-其中，变流器的相输出与一个谐振电感相联，而谐振电感的另一端均通过独立控制的双向辅助开关与所有的电压中性点相联结。
根据本发明的第二种实施方案，该任务由下面一种ARCP多点变流器来实现，即-其每个变流器相都有一个由多于四个主开关组成的串联电路，并且，这些变流器相的串联电路并联在正的和负的直流电压母线之间，-其中，每个单独的主开关上并联有一个单独的卸载电容，-其中，在直流电压母线之间设有两个大小相等的中间电路电容，其电压中性点可供使用，-其中，利用构成换流单元的变电位中间电路电容，并不同时构成变流器相输出的各相邻主开关的联结点相对于正负直流电压母线成对称地互联在一起，-其中，每个变电位中间电路电容都分为两个大小相等的分电容，其联接点用来提供电压中性点，--其中，中间电路电容的电压中性点通过一个独立控制的双向辅助开关以及一个谐振电感与最近的换流单元的电压中性点相联接，变流器的相输出通过一个独立控制的双向辅助开关以及一个谐振电感与最近的换流单元的电压中性点相联接，并且各个相邻换流单元的电压中性点通过一个独立控制的双向辅助开关以及一个谐振电感相互联接。
根据本发明的第三种实施方案，该任务由下面一种ARCP三点或多点变流器来实现，即
-其每个变流器相都有一个由至少四个主开关组成的串联电路，并且，这些变流器相的串联电路并联在正的和负的直流电压母线之间，-其中，每个单独的主开关上并联有一个单独的卸载电容，-其中，在直流电压母线之间设有至少三个中间电路电容，其电容值如此来选择，使得所形成的电压分接头的电压级位于在变流器相输出上可调的电压级的中间点上，-其中，利用构成换流单元的变电位中间电路电容，并不同时构成变流器相输出的各相邻主开关的联结点相对于正负直流电压母线成对称地互联在一起，-其中，变流器的相输出与一个谐振电感相联，而谐振电感的另一端均通过独立控制的双向辅助开关与所有的电压分接头相联接。
通过设置多个变流器相，使得这些变流器相-均并联在由电容构成的直流中间电路上，-均具有2(n-1)个串联的有源主开关(n=变流器点的数量或所能产生的输出电压级的数量)，这些串联的主开关联结在直流中间电路电容的正负端子上，-第(n-1)个与第n个主开关的联接点分别被标为变流器的相输出端，-均具有(n-2)个变电位中间电路电容，其正的端点在一连串的主开关串联电路内被接到开关(n-1-k)和(n-2-k)的联接点上，而其负的联接点联接到主开关(n+k)和(n+1+k)的联接点上，其中k=0…(n-3)，这样就构成了带有变电位中间电路电容的多相多点变流器。
从这种带有变电位中间电路电容的硬切换多点变流器结构出发，通过下述修改和发展可实现理想的带有变电位中间电路电容的软切换ARCP多点变流器结构1．对于每个变流器级，必须由两个电容或再加上一些电压源来组成一个串联电路，以确保在变流器级中得到一个电压中性点。这在带有变电位中间电路电容的多点变流器中，是通过对直流中间电路的主电容或变电位中间电路的电容进行相应地划分来实现的。
2．变流器的相输出必须通过一个由谐振电感和独立控制的双向辅助开关所组成的串联电路而被联接到最里边的变电位中间电路电容的电压中性点上。所有变电位中间电路电容的电压中性点必须通过一个由谐振电感和独立控制双向辅助开关所组成的串联电路被联接到与中间电路电压最靠近的变电位中间电路电容的电压中性点上，或被联接到直流中间电路电容的电压中性点上。假如在变电位中间电路电容上不设有电压中性点，那么与谐振电感相联的双向辅助开关就耦合到被划分的直流中间电路电容的电压分接头上。
3．必须有卸载电容与每个主开关相并联。
由此，有利地实现了一种低损耗的ARCP多点变流器，它将带有变电位中间电路电容的多点变流器的优点同ARCP变流器的优点结合起来，从而能够实现最大限度的开关卸载。
利用这种结构，变流器相的主开关的瞬间切换可以自由选取，因此，可以采用常规的脉宽调制方式。在这种ARCP变流器相中，主开关在电压很小的情况下通过这些器件进行导通或关断(零电压切换(ZVS)条件)。与谐振电感串联的辅助开关也同样按照零电流切换(ZCS)条件操作。根据ZCS条件，辅助开关在电流很小的情况下导通或关断。这就意味着，变流器相中所采用的所有半导体开关都具有很小的开关损耗。主开关和辅助开关的电压设计，以及这些开关的控制方法，可从下文表格1中查取。开关的额定电流设计依赖于决定开关有效电流的电路参数，以及开关的发热和电气特性等。带有变电位中间电路电容的ARCP多点变流器与现有的ARCP三点变流器相比，具有以下的优点a)具有对称的换流过程，该换流过程不需要变压器或升压相来实现阻性损耗补偿等诸多目的，这样便可使所有安装的开关实现软切换，b)在优选装置(附
图1、2)中的所有辅助开关所承载的反向电压仅为Vdc/2/(n-1)，c)该结构可与任意数目的变流器点成比例。
表格1开关设计
为了更好地阐述本发明，可参考附图，图中简略地示出了一种带有变电位中间电路电容的低损耗ARCP多点变流器其一个变流器相的实施例。
具体如下附图1示出了带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器的一个输出相，附图2示出了带有变电位中间电路电容的ARCP五点变流器的一个相，它是根据前述设计指导原则来实现的，附图3定性地示出了如下一些波形图卸载电容C1至C4上的电压，辅助开关Saux1和Saux2上的电压，以及带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器在正输出电流为i0时的输出电压v0，附图4示出了带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器在正输出电流i0时，其开关序列中可控开关的开关状态，附图5定性地示出了ARCP三点变流器中如下一些波形图流过辅助开关Saux1和Saux2的电流、流过主开关S1和S2的电流以及流过卸载电容C1至C2的电流，附图6、7、8对应于附图3、4、5，但示出的是带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器的ARCP辅助容性换流过程，附图9、10、11示出了带有变电位中间电路电容的ARCP变流器相的选择实现方式。
附图1示出了三点变流器的一个输出相结构，它由主开关S1至S4串联而成，这些主开关并联在一种直流中间电路上，而该中间电路则由大小相等的电容CDC1与CDC2串联而成，由此以将正的直流电压母线2和负的直流电压母线4联结起来。
卸载电容C1至C4分别与每个主开关S1至S4直接并联。开关S1至S4分另由一个有源关断的功率半导体T1…T4(通称为T)和一个反并联的二极管D1…D4(通称为D(反向二极管))组成。由分电容CDC3至CDC4组成的变电位中间电路电容把主开关S1与S2的联接点7以及主开关S3与S4的联接点9联接起来。
分另通过一个由谐振电感和辅助开关组成的串联电路，直流中间电路电容的电压中性点0与变电位中间电路电容的电压中性点1相联接，以及电压中性点1与变流器相输出10相联接。构成辅助开关的串联电路是由两个有源关断的功率半导体和与分别之反并联的二极管联接而成，从而形成一种双向开关。
附图2为附图1的一种扩展实施方案，它示出了一种ARCP五点变流器。
五点变流器的输出相由主开关S1至S8串联而成，这些主开关并联在一种直流中间电路上，而该直流中间电路则由两个大小相等的电容CDC1至CDC2串联而成，由此以将正的直流电压母线2和负的直流电压母线4联接起来。
开关S1至S8分别由一个有源关断的功率半导体T和一个反并联的二极管D组成。主开关S1和S2的联接点27以及主开关S7和S8的联接点49连接在由分电容CDC3和CDC4构成的变电位电容上。主开关S2和S3的联接点7以及主开关S6和S7的联接点9连接在由分电容CDC5和CDC6构成的变电位电容上。另外，主开关S3和S4的联接点17以及主开关S5至S6的联接点19连接在由分电容CDC3和CDC4构成的变电位电容上。
卸载电容C1至C8分别与主开关S1至S8直接并联。另外，变电位中间电路电容的电压中性点0、1、3和5以及变流器的相输出均通过一种由双向辅助开关和谐振电感Laux组成的串联电路联接起来。构成辅助开关的串联电路是由两个有源关断的功率半导体和分别与之反并联的二极管联接而成，从而形成一种双向开关。
附图3示出了附图1带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器的一些电压波形卸载电容上的电压vC1至vC4(亦即主开关S1至S4上的电压)、变流器输出电压v0以及辅助开关Saux1和Saux2上的电压。图中描绘了在正负载电流i0情况下，从最大正输出电压v0变到最大负输出电压v0，然后再返回最大正输出电压v0的整个开关序列。最先的两个换流①②为容性换流。输出电压v0通过两个ARCP换流③④后，又重新振回到最大正输出电压。纵坐标的划分刻度对应于直流中间电路的直流电压Vdc的大小。换流时间与所选择的电路参数有密切关系。所有过程将在后文详细阐述。
附图4示出了有带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器其一个变流器相的所有开关逻辑状态，它们对应于附图3所描述的各个换流过程。辅助开关只在换流时导通，而在变流器稳定运行时不起作用。
附图5定性地示出了通过辅助开关Saux1和Saux2的电流波形。另外还示出了通过主开关S1和S2以及卸载电容C1和C2的电流波形。所选择的谐振元件和提升电流的大小能够影响谐振电流的大小。纵坐标的刻度对应于输出电流i0的大小。该换流过程对应于附图3和附图4的叙述部分。
附图6与附图3相对应，但它定性地示出了带有变电位中间电路电容的ARCP三点变流器在ARCP辅助容性换流的情况下，在一个开关序列时的卸载电容及变电位中间电路电容的电压波形。纵坐标的刻度与附图3相同。其中，前两个换流⑤⑥是ARCP辅助容性换流。电容的再充电不象附图3所示的一样呈线形变化，而是一种带谐振的再充电。接着的两个ARCP换流定性地对应于附图3所示的ARCP换流过程③④。在ARCP辅助容性换流过程中，不但换流时间，而且谐振电流的大小都与所选择的电路参数有密切关系。
附图7对应于附图4，它示出了在附图6中所讨论的换流情况下，所有开关的操作逻辑。同样，辅助开关Saux1和Saux2只在换流时导通。
附图8对应于附图6所讨论的换流过程，它定性地示出了在附图5中所介绍的电流波形。该图中的刻度占附图5刻度的50％，而负载电流i0只有附图5中负载电流的10％。在ARCP辅助容性换流开始时，主开关中所期望的电流上升是很清楚的。图中所有的电流波形将在下文继续讲述。
附图9示出了带有变电位中间电路电容的ARCP变流器相的选择实现方式。与附图1的实现方式相比，只设了一个谐振电感Laux。该电感与变流器相输出联接，并且分别串联了双向辅助开关Saux1以及Saux2，然后联接到变电位电容的中性点上以及直流中间电路电容的中性点0上。从而，变流器相中的双向辅助开关所承载的反向电压不再相等。带联接点0的双向辅助开关承载最大的电压，且为Vdc/2。该实现方式可以通过增加更多的辅助开关来扩展为带有多于三点的ARCP多点变流器，其中，这些增加的辅助开关把更多变电位中间电路电容的中性点与谐振电感联接起来。
附图10以一个ARCP三点变流器相为例示出了带有变电位中间电路电容的ARCP变流器相的另外一种选择实现方式。与前文所示的实现方式相比，变电位电容不再划分为分电容。而是把直流中间电路中的电容划分为至少n个分电容，在这些分电容的联接点上联接上了(n-1)个双向辅助开关。这些双向辅助开关的第二个联接端一同联接到谐振电感Laux上，而该谐振电感与变流器输出相联接。此结构的特征在于辅助开关上的最大反向电压负荷为3Vdc/4。
附图11为附图10的一种扩展设置，它示出了一种带有变电位中间电路电容的ARCP五点变流器，以说明直流中间电路中分电容上的分电压之间的必要关系。在直流中间电路电容的设计中，必须为该结构设置(n-1)个电压分接头，这些分接头相对于变流器中性点0的电压为换流前后所出现的输出电压v0的算术平均值。辅助开关Saux1以及Saux4承载着最大的反向电压，且为7Vdc/8。
根据附图1，下面讲述本发明带有变电位中间电路电容的无损耗ARCP三点变流器其变流器相的工作方式，其换流过程是从上部主开关S1和S2到下部主开关S3和S4，然后再返回。从其本意上讲，该实施方案可以应用于带有多于三点的多点变流器。下面的表格2给出了一种带有变电位中间电路电容的三点变流器在运行时的标准开关状态，以获得相对于变流器中性点0为v0的理想输出电压(见列2)。存在有两个产生零输出电压的选择开关状态。下面讲述p→0+→n→0_→p的换流。
表格2带有变电位中间电路电容的三点变流器的开关状态
下文讲述了在正输出电流i0情况下的单个开关换流的详细过程。在这种情况下，p→0和0→n换流为容性换流或ARCP辅助容性换流，而n→0和0→p换流则为ARCP换流。在输出电流相对小，卸载电容相对大，以及直流电压相对较大的情况下，容性换流的时间会较长，这是不够理想的。为了缩短容性换流的换流时间，可利用ARCP辅助支路来加速换流过程，于是在此引入一种ARCP辅助容性换流。
下面讲述i0＞0+时，p→0的换流过程a)容性换流(见图标①)在换流开始前，主开关S1和S2处于导通状态。输出电流i0流过开关T1和T2。开关S3和S4上的电压均为vC3=vC4=Vdc/2。从而，反向二极管D3和D4处于反向关断状态。
若开关T2被有效关断，换流开始。负载电流i0分成两半分别流向进行再充电的卸载电容C2和C3。由此，电容C3上的电压线性下降，而电容C2上的电压线性上升。由于流经C3的一半负载电流通过变电位中间电路电容再次流回正的直流电压母线，所以全部的负载电流流经正的直流电压母线。由于开关T1导通以及由CDC3和CDC4组成的变电位中间电路电容上的电压相对恒定，因而电容C4上的电压保持在vC4=Vdc/2。
当电容C3上的电压达到vC3=0，且开关S3与二极管D3在ZVS条件下导通，则主开关换流结束。至此，换流结束，达到“0+”状态。开关S1和S3导通，电压vC2和vC4均为Vdc/2。辅助开关Saux1和Saux2在该换流过程中不起作用。
b)ARCP辅助容性换流(见图标⑤)在换流开始前，主开关S1和S2处于导通状态。负载电流i0流经开关T1和T2。开关S3和S4上的电压均为vC3=vC4=Vdc/2。反向二极管D3和D4处于反向关断状态。
当Saux2在iaux2=0时(ZCS)导通，换流过程开始。由于当前电感Laux2上的负电压vLaux2=-Vdc/4，因而在辅助支路中将产生一个负的电流上升iaux2。负载电流i0和iaux2叠加后，形成流经T1和T2的电流，当此电流达到一个自由选择的确定值时，主开关的换流由于T2的有效关断而开始。选择一个关断电流强度，这样，换流时间就可以小于所需的最大换流时间。
T2关断后，由负载电流i0和电流iaux2叠加形成的再充电电流流入电容C2和C3，以给它们再充电。因而电容C2上作非线性充分，而电容C3上呈相应放电。当谐振部分的电流仅流经变电位电容CDC3和CDC4时，负载电流的两半流经正的直流电压母线2。由于开关S1导通以及变电位电容CDC3和CDC4上的电压相对恒定，因而电容C4上的电压保持在vC4=Vdc/2。
当电容C3上的电压达到vC3=0，且开关S3在ZVS条件下导通时，主开关的换流结束。在辅助支路中，电感Laux2上的当前电压为一个正电压vLaux2=Vdc/4，这将在iaux2中引发一个正的电流变化率。当电流iaux2达到值iaux2=0时，开关Saux2可在ZCS条件下关断。至此，整个换流结束，变流器支路达到“0+”状态。
下面讲述i0＞0+时，0+→n的换流过程a)容性换流(见图标②)在换流开始前，主开关S1和S3处于导通状态。负载电流i0流经T1和反向二极管D3。开关S2和S4上的电压均为vC2=vC4=Vdc/2。反向二极管D2和D4由此反向关断。
换流从开关T1被有效关断时开始。负载电流i0分成两半分别流向电容C1和C4，以进行再充电。由此，电容C1上的电压线性上升，而电容C4上的电压线性下降。电容C2的再充电可按要求由变电位中间电容和导通的开关S3来进行遏制，从而开关S2和S3上的电压均保持恒定值vC2=Vdc/2及vC3=0，其中，变电位中间电容由CDC3和CDC4组成。
当C4上的电压达到vC4=0，且开关S4在ZVS条件下导通时，换流过程结束。在换流过程中，负载电路i0有一半流经正的直流电压母线2，另一半则流经负的直流电压母线4，现在，它完全被换流到反向二极管D3和D4上。至此，换流结束，达到输出电压v0=-Vdc/2的“n”状态。辅助开关Saux1和Saux2对该换流过程不起作用。
b)ARCP辅助容性换流(见图标⑥)在换流开始前，主开关S1和S3处于导通状态。负载电流i0流经T1和反向二极管D3。开关S2和S4上的电压均为vC2=vC4=Vdc/2。反向二极管D2和D4由此反向关断。
换流从辅助开关Saux1在iaux1=0(ZCS)情况下导通时开始。由于与辅助开关Saux1相联的电感Laux1其负电压vLaux1=-Vdc/4，所以在辅助支路中将产生一个负的电流上升iaux1。i0和iaux1叠加后形成一个通过T1的电流，当此电流达到一个自由选择的确定值时，主开关的换流便由于T1的有效关断而开始。选择一个关断电流强度，这样就可以使换流时间小于所需要的最大换流时间。
由于主开关S3处于导通状态以及变电位中间电路电容上的电压相对恒定，T1关断后，负载电流i0便与叠加电流iaux1一起被换流到卸载电容C1和C4上，并对它们进行充电。因而，电容C1上的电压呈非线性上升，而电容C4上的电压则相应下降。电容C2和C3上的电压均保持恒值vC2=Vdc/2及vC3=0(见附图6)。
当电容C4的电压达到vC4=0，且开关S4在ZVS条件下导通时，主开关的换流结束。在换流过程中，正的直流电压母线原来承载有一半再充电电流，而现在，由负载电流i0和电流iaux1组成的再充电电流被完全换流到S3和S4内的反向二极管上。这样，辅助支路中电感Laux1上便形成一个正电压vLaux1=Vdc/4，它将在iaux1中引发一个正的电流变化率。当电流iaux1达到iaux1=0值，开关Saux1在ZCS条件下关断。至此，全部换流结束，变流器支路达到“n”状态。
下面讲述i0＞0时，n→0_的换流过程ARCP换流(见图标③)在换流开始前，开关S3和S4处于导通状态。负载电流i0流经反向二极管D3和D4。开关S1和S2上的电压均为vC1=vC2=Vdc/2。反向二极管D1和D2由此反向关断。
随着辅助开关Saux2在iaux2=0(ZCS)的条件下导通，换流开始。由于在电感Laux2上存在一个正电压vLaux2=Vdc/4，因此在辅助支路中将产生一个正的电流上升iaux2。当该电流iaux2达到一个确定值Iboost=iaux2-i0，且Iboost＞0，则功率半导体T3被有效关断，换流开始。提升电流Iboost的值可自由选取，但必须有一个最小值，以保证在一个有损耗的非理想构造中将电容C2上的电压完全变换到VC2≈0。负载电流i0和辅助电流iaux2的差值被换流到电容C2和C3上，致使电容C2放电和电容C3充电。当流经Saux2、CDC4和S4的负载电流完全由负的直流电压母线4承载时，谐振电流只通过变电位电容CDC3和CDC4流经辅助支路Saux2/Laux2以及开关S2和S3两端的卸载电容。因为由CDC3和CDC4组成的串联回路上的电压保持相对恒定，且S4保持导通，所以S1上的电压保持恒值vC1=Vdc/2(见附图3)。
若电容C2上的电压达到vC2=0，主开关S2便在ZVS条件下导通。现在，在辅助支路中，电感Laux2上存在一个负电压vLaux2=-Vdc/4，它将在iaux2中引发一个负的电流变化率。当电流iaux2达到值iaux2=0，开关Saux2便可在ZCS条件下关断。至此，换流结束，变流器支路达到“0”状态。
下面讲述i0＞0时，0_→p的换流过程ARCP换流(见图标④)在换流开始前，主开关S2和S4处于导通状态。负载电流i0流经半导体开关T2和反向二极管D4。开关S1和S3上的电压均为vC1=vC3=Vdc/2。从而，反向二极管D1和D3处于反向关断状态。
辅助开关Saux1在iaux1=0情况下(ZCS)导通，换流开始。由于辅助电感Laux1上存在一个正电压vLaux1=Vdc/4，电流iaux1便会产生一个正的电流上升。当电流iaux1达到一个值Iboost=iaux1-i0，且Iboost＞0，换流便随着功率半导体T4的有效关断而开始。最小的提升电流Iboost其值也由vC1≈0的换流条件来确定。因为主开关S2导通，且由CDC3和CDC4串联而成的变电位电容上的电压保持相对恒定，所以负载电流i0和电流iaux1的差值便换流到电容C2和C4上，致使电容C4充电和电容C1放电。在这个短暂的换流时间中，负载电流通过T2、CDC3和Saux1导向变流器的中性点0。
当C1上的电压值达到vC1=0，主开关S1便在ZVS条件下导通。因而电容C1和C4上的电压保持在vC1=0以及vC4=Vdc/2(见附图3)。现在，辅助支路中的负电压vLaux1=-Vdc/4，它在电流iaux1中引发一个负的电流变化率。当电流iaux1达到值iaux1=0，主开关Saux1便可在ZCS条件下关断。至此，换流结束，变流器支路达到“p”状态。
由于结构上的对称，在负输出电流i0＜0时的换流同上文是相似的，但其p→0和0→n的换流为ARCP换流，而n→0和0→p的换流为容性换流或ARCP辅助容性换流。
是选择“0+”还是“0-”作为零状态，由于其极为近似而对于ARCP理论的实现来说并不重要。因此，对变电位中间电路电容进行充电控制时所使用的有关自由度也不受限制。
根据上文叙述的扩展方式，带有变电位中间电路电容的硬切换多点变流器能够改进为带有变电位中间电路电容的ARCP变流器。这些变流器的换流过程符合上述三种换流方式-ARCP换流、容性换流和ARCP辅助容性换流。通常，在输出具有正功率变化率的换流过程中进行ARCP换流，而在输出具有负功率变化率的换流过程中进行容性换流或ARCP辅助容性换流。
由于不同输出电压级之间的换流是通过两个相邻电压级之间的标准操作来进行的，所以一般只有两个主开关参与换流。从而，换流可以归纳为一个根本的ARCP换流单元。在带有变电位中间电路的ARCP多点变流器中，只要其电容值在数量级上超过主开关卸载电容的电容值，ARCP换流回路中的变电位中间电路电容就可对ARCP换流不起作用。
可以通过测定对换流起有效作用的换流单元来正确鉴定在ARCP换流或ARCP辅助容性换流中所必需的辅助开关。起作用的辅助支路被联接在构成此换流单元的两个分电容的中性点与最近的内部单元(或输出端)之间，该最近的内部单元的特征是，其变电位电容上具有比较小的电压。因此，甚至在具有多于三点的多相多点变流器中，也可以较简单地对换流进行正确控制，其中包括对任一个ARCP辅助支路的控制。
权利要求
1．ARCP三点或多点变流器，-其每个变流器相都有一个由至少四个主开关(S1…S8)组成的串联电路，并且，这些变流器相的串联电路并联在正的和负的直流电压母线(2、4)上，-其中，每个单独的主开关(S1…S8)上并联有一个单独的卸载电容(C1…C8)，-其中，利用构成换流单元的变电位中间电路电容，并不同时构成变流器相输出(10)的各相邻主开关(S1…S8)的联结点(7、17、27、9、19、49)相对于正负直流电压母线(2、4)成对称地互联在一起，-其中，每个变电位中间电路电容都分为两个大小相等的分电容(CDC3和CDC4、CDC5和CDC6、CDC7和CDC8)，其联接点用来提供电压中性点(1、3、5)，-其中，变流器的相输出(10)与一个谐振电感(Laux)相联，而谐振电感的另一端均通过独立控制的双向辅助开关(Saux1、Saux2、Saux3、Saux4)与所有的电压中性点(0、1、3、5)相联结(附图9)。
2．ARCP多点变流器，-其每个变流器相都有一个由多于四个主开关(S1…S8)组成的串联电路，并且，这些变流器相的串联电路并联在正的和负的直流电压母线(2、4)上，-其中，每个单独的主开关(S1…S8)上并联有一个单独的卸载电容(C1…C8)，-其中，在直流电压母线(2、4)之间设有两个大小相等的中间电路电容(CDC1、CDC2)，以提供其电压中性点(0)，-其中，利用构成换流单元的变电位中间电路电容，并不同时构成变流器输出(10)的各相邻主开关(S1…S8)的联结点(7、17、27、9、19、49)相对于正负直流电压母线(2、4)成对称地互联在一起，一其中，每个变电位中间电路电容都分为两个大小相等的分电容(CDC3和CDC4、CDC5和CDC6、CDC7和CDC8)，其联接点用来提供电压中性点(1、3、5)，-其中，中间电路电容(CDC1、CDC2)的电压中性点(0)通过一个独立控制的双向辅助开关(Saux1)以及一个谐振电感(Laux1)与最近的换流单元的电压中性点(1)相联接，变流器的相输出(10)通过一个独立控制的双向辅助开关(Saux4)以及一个谐振电感(Laux4)与最近的换流单元的电压中性点(5)相联接，并且各个相邻换流单元的电压中性点(1、3、5)通过一个独立控制的双向辅助开关(Saux2、Saux3)以及一个谐振电感(Laux2、Laux3)相互联接(附图2)。
3．ARCP三点或多点变流器，-其每个变流器相都有一个由至少四个主开关(S1…S8)组成的串联电路，并且，这些变流器相的串联电路并联在正的和负的直流电压母线(2、4)之间，-其中，每个单独的主开关(S1…S8)上并联有一个单独的卸载电容(C1…C8)，-其中，在直流电压母线(2、4)之间设有至少三个中间电路电容(CDC1、CDC2、CDC3、CDC4、CDC5)，其电容值如此来选择，使得所形成的电压分接头(1、3、11、12、13、14)的电压级位于在变流器相输出上可调的电压级的中间点上，-其中，利用构成换流单元的变电位中间电路电容(CDC4、CDC6、CDC7、CDC8)，并不同时构成变流器相输出(10)的各相邻主开关(S1…S8)的联结点(7、17、27、9、19、49)相对于正负直流电压母线(2、4)成对称地互联在一起，-其中，变流器的相输出(10)与一个谐振电感(Laux)相联，而谐振电感的另一端均通过独立控制的双向辅助开关(Saux1、Saux2、Saux3Saux4)与所有的电压分接头(1、3、11、12、13、14)相联接(附图10、11)。
全文摘要
ARCP三点或多点变流器,其每个变流器相都有一个并联在正负直流电压母线上的、由至少四个主开关组成的串联电路;每个主开关上并联有卸载电容;利用构成换流单元的变电位中间电路电容,并不同时构成变流器相输出的各相邻主开关的联结点相对于正负直流电压母线成对称地互联在一起;每个变电位中间电路电容都分为两个大小相等的分电容,其联接点作为电压中性点;变流器的相输出与一谐振电感相联,后者的另一端通过双向辅助开关与所有电压中性点相联。
文档编号H02M7/48GK1287402SQ0012688
公开日2001年3月14日 申请日期2000年9月1日 优先权日1999年9月2日
发明者R·泰克曼 申请人:Abb专利有限公司