专利名称：通过改变电容二极管的馈入电压来调谐谐振电路的方法
技术领域：
本发明涉及通过改变电容二极管的馈入电压的方法来实现对由至少一线圈、一电容器和一具有复阻抗特性的电容二极管组成的谐振电路的调谐及其应用。
由载流子在导通状态区域(导通态电容)的过饱和和耗尽层区域(耗尽层电容)的耗尽所产生的二极管的电容效应已久为人知并在技术上应用于电容二极管中。
在此方面，尤其是对于微电子电路，电容二极管的馈入电压在其反向的改变提供一种众所周知的谐振电路的调谐方法。
这里应用了耗尽层电容依赖于馈入电压的事实，并以这种方式可以控制和改变谐振电路中的总电容，从而控制和调谐其谐振频率。这一事实应用在配备于诸如接收器、滤波器及类似装置中的基于串联或并联电路的具有LC特征的所有电子谐振电路中。
众所周知，为此目的，电容二极管必须加反向偏压。谐振频率变化的极值，也就是谐振回路的调谐范围，在反方向上由最大允许反向馈压和最小偏压限定。
本发明的任务在于提供一种运用增大的调谐范围来调谐谐振电路的方法。
该任务由本发明的方法得以解决，该方法通过改变电容二极管的馈入电压来对谐振电路进行调谐，该谐振电路至少包括一个线圈、一个电容器和一个具有复阻抗特性的电容二极管，与一般的情况不同，该电容二极管在导通状态区域也被驱动。
这里，基本思想是电容二极管阻抗的虚部可以很好地近似为IM{Z}=j[2πfL-12πfC(UD)]]]>其中的变量为Z——复阻抗，L——寄生电感，C(UD)——电容二极管D的电容，它依赖于电压UD，以及f表示信号频率。二极管电容随着复阻抗Z因互逆效应虚部电容逐渐增大而在反向的连续减小，在导通态方向上逐渐增大的电压将使电容C变得很大以致于它对复阻抗Z的影响非常小，而相应地使得电感L通过它的寄生特性，尤其是其连接电感对复阻抗产生越来越大的影响，并可能使Z变为虚电感性。
尽管早在1975年(参见“Kapazittsdioden，Schaltdioden，PIN-DiodenGrundlagen und Anwendungen”(“电容二极管、开关二极管、PIN二极管基本原理和应用”)，ITT Intermetall GmbH Freiburg，1975/8出版，第15页)已清楚地知道二极管，特别是电容二极管的电容和电感效应，即使专家至今为止也未曾能用这样简单的方式利用上述事实完成具有虚容性效应和虚感性效应的复阻抗元件。其原因很可能会在专家预见中发现，该预见为，电容二极管只是在以反向状态用于谐振电路中才是有意义的，而它们在导通状态区域与标准二极管等同的效应的提及只是为了科学说明的完整，但从未有过与它在谐振回路中的应用有关的情况。
本发明的优点一方面在于显著增大了谐振电路的调谐范围，另一方面在于其实现方式的简单。后者使它可以用在几乎所有的具有谐振电路特性的电子电路(无论是串联或并联电路)、双T桥路，以及滤波电路、谐振器及类似装置中，在这些应用中，电容二极管被用作基本元件。
在几乎所有电路中，用于驱动电容二极管的现在应用的双极馈入电压可用简单的方式获得。
按照本发明的谐振电路调谐方法可用在用于高频信号接收的可调接收器(调谐器)中，特别是可用于卫星调谐器，其中可接收频率的调谐范围被明显拓宽。这一应用被证明是特别有益的，因为随着传播通讯信号、图像数据的无线电应用的不断发展，必须开发新的频带，而这样一种极为简单的解决方式可以降低花费而极具竞争力。这种方法可以不用任何附加的复杂而昂贵的元件，尤其是电容二极管，来实现这些新频带。
下面参考附图利用实施例进一步解释本发明。
图1表示在一串联谐振电路中作为一实施例的电容二极管D，该谐振电路由电容C0、电感L0以及按现有技术的电容二极管D的小信号替换电路组成；图2为图1所示电路的总电容C的功能曲线；图3为导通状态和截止区的复阻抗Z相对于电压UD的功能曲线；图4表示图1所示的串联谐振电路的谐振频率相对于电压的UD的调谐范围；图5说明基于按本发明的方法的简单调谐器电路的实施例；图6是一个简单并联谐振电路滤波器的实施例。
图1所示的实施例清楚地说明了本方法的工作原理，本方法的基本组成部分已在上面详细描述，下面只给出一个简要总结。
按照图1，电容二极管D(这里具体为一超突变型(hyper-abrupt)电容二极管)可从理论上分解为如下组分一电压驱动电容C(UD)，与电容C(UD)并联的高阻抗电阻R，用以表示漏电流，其大小可忽略不计，与电阻R和电容C(UD)串联的线电阻RL，和寄生连接电感Lpar。
按照图1，该实施例将由具有固定电感L0的线圈和电容器C0组成以构成一串联谐振电路。
对于该串联谐振电路，总的调谐量与电容二极管D的馈入电压UD的关系在图2中表示出，该调谐量由电压U1和U2的差产生。但根据本发明获得的馈入电压范围，0伏到最大容许二极管导通电压(这里选为1伏)，仍然相当小。这很可能就是专家们至今没能认识到与谐振与电路调谐方法相关连的驱动二极管的运用。但如果考虑到与截止区(UD＜0伏)中的1-7pF相比，本实施例中可获得的电容增至7pF到大约15pF，这一点就变得较清楚了。考虑到寄生连接电感，对如图3所示的复阻抗Z的虚部将导致对超突变电容二极管来说典型的谐振频率fres＝1.5GHz的线性曲线。图中可以清楚看到，阻抗Z的反向电容成分随着馈入电压的增加而逐渐消失，直至最后Z的虚部变为正，即变为虚电感性。
这种阻抗受电压控制的现象(包括符号的改变)可用于电子工程的许多应用中。在此基础上，如果考虑图4中图1的串联谐振电路的谐振频率fres相对于馈入电压UD的变化曲线，可以证实调谐范围增大了大约Δf＝200MHz，即从610MHz至410MHz的范围。
在图5所示的第二个实施例中，表示出了一个简单的调谐器电路，它由控制电压US通过分压电阻RI馈电。电阻RI将接有控制电压US的电路输入端连接到电容二极管D。这里，该电容二极管的输入端通过一预接的电容器C0接地。电容二极管D的极性连接决定于控制电压US。另有一电感为L0的线圈与电容二极管串联，它的另一端连接到由一三极管T及其周围的电阻R1和R2、电容器C2和C3组成的网络构成的放大器级的基极输入端。该三极管为一npn型三极管，其集电极连接至工作供应电压A，并通过电阻R1连接到基极B。此外，另一电阻R2表示发射极电阻，发射极通过电容C3连接到基极B和另一个接地的电容C2。
放大器级的基极端B的总电容Cers可由电容C2和C3以及三极管T的电容成分的总和构成。
三极管T的基极B处的基极电位U2借助于放大器级而保持不变，从而可以通过改变控制电压US的方法来精密调节电容二极管D的馈入电压UD。
通过适当选取分压电阻R1可以建立一个分压器，使得在一个相当大的范围内选择控制电压US成为可能。用这种方法，即使采用一个非常简单的控制单元也可能对二极管所要求的电压，进而对它的电容，进行精密调节。
控制电压US最好由锁相环路(PLL)获得，因为PLL不需任何电路技术变化就能提供所需要的控制电压US的双极特性。
由这种方法预置的电容二极管D的复阻抗值Z，同预置电容C0、放大器级的基极输入端B的总电容Cers及线圈电感L0一起决定该谐振电路的谐振频率。
基于这样的电路布局和按照本发明的方法，可以用很简单的方式建立起具有从920到2150MHz调谐范围的调谐器电路，而且具有适当的附加安全缓冲区，以补偿任何温度漂移效应。这样的调谐器电路可用在未来的卫星调谐器中。
图6给出了一个简单的并联谐振电路，与按照本发明的方法相似，它甚至工作在电容二极管的导通状态区域。这里，同样可以通过如图3所示的可获得的复阻抗值Z证实调谐范围的拓宽。
在图6中，并联谐振电路由两个并联的串联电路组成，即具有谐振电路电容C(UD)的电容二极管D和电容器C01，或谐振电路电感L0及另一电容器C02。该并联电路的一端通过电阻R1连到一预置电压，另一端接地。
控制电压US通过另一电阻R2馈入到电容二极管D和电路电容器C01的连接处。
谐振频率fRes可由fRes＝1/(L0·C(UD))1/2求出，其中L0表示谐振电路电感值，C(UD)为电容二极管在其馈入电压为UD时的谐振电路电容值。
电容为C0的电容器C01和C02用于对直流的去耦合，并满足条件 控制电压US可由下式表示US＝U1－UD－I(R1＋R2)，其中UD表示电容二极管D的馈入电压，I表示通过电容二极管D的电流，而R1和R2分别表示电阻R1和R2的阻值。
通过电阻R1和R2，控制电压范围(二极管的极性沿电流方向连接)可得到增加。馈入电压UD及由此附加得到的调谐范围均保持不变，但是，通过控制电压US而预置的电流I可使这一调谐范围具有较高的分辨率。
权利要求
1.通过改变电容二极管(D)的馈入电压(UD)来调谐谐振电路的调谐方法，该谐振电路由至少一个线圈(L0)、一个电容器(C0)和一个具有一复阻抗(Z)特性的电容二极管(D)组成，其特征在于，馈入电压(UD)在电容二极管(D)的截止区(UD＜0V)和导通状态区(UD＞0V)取值。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，谐振电路构成一串联谐振电路。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，谐振电路构成一并联谐振电路。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，谐振电路的布局是T桥形状。
5.上述任一权利要求的方法在用于高频信号接收的接收器电路(调谐器)中的应用，特别是在卫星调谐器中的应用。
6.权利要求1至4的方法在可调滤波电路中的应用。
全文摘要
通过改变电容二极管(D)的馈入电压(U
文档编号H03B5/12GK1147729SQ9611184
公开日1997年4月16日 申请日期1996年8月15日 优先权日1995年8月19日
发明者汉斯-比特·佛思尼尔, 乌尔里奇·曼, 西蒙·思图姆 申请人:Temic德律风根微电子有限公司