专利名称：用于低待机功率的功率因子校正方法及其电路装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种功率因子校正方法及其电路。
在现有公知技术中，功率因子校正(PFC)是通过一个把导通时间在整个电源周期中固定下来的临界电感电流模式升压变换器(boost converter)来实现的。该方案对重负载条件下工作比较满意，但对于轻负载条件下工作就不够理想。这是因为在轻负载时，导通时间必须很短，并且为维持工作于临界电感电流模式，开关频率必须很快，因此开关损耗及待机状态的功率损耗都大。
鉴于上述，本发明的目地是提出一种用于开关式功率因数校正前级的控制方案。在待机或轻载条件下，此方案具有功率损耗非常低的特色，因而输入功率也非常低；这非常适用于那些希望减少对环境影响的现代电子装置。
本发明的目的通过以下技术方案实现一种用于低待机功率的功率因数校正方法，其采用开关模式前置升压功率变换器的结构，该升压功率变换器在输入电压半周期中，开关的导通时间和截止时间恒定，且工作于非连续电感电流模式。
所述开关周期的导通时间有一下限，在轻载条件下，它的输出电压可以超过一个预定的稳压电平，电路检测到这种情况时，暂时中止变换器的后续开关动作直到输出电压回复到该预定的稳压电平为止。
一种用于功率因数校正的电路装置，它包括电感器L1、开关管Q1、二极管D1、电容器C1-C3、逻辑闸U5、比较器U1-U2、反相器U3、缓冲器U4、电流源I1-I2、误差放大器U6、分压电阻R1-R2，其中电流源I1、I2分别向电容器C3、C2提供充电电流；电感器L1、开关管Q1、二极管D1和电容器C1组成一个基本的升压变换器，它是构成功率因数校正工作的基础，开关管Q1的工作由逻辑闸U5的输出电压控制；分压电阻R1-R2串联后接电路的输出端Vout，其分压点接误差放大器U6的输入；误差放大器U6的输出为Vout的取样信号与参考电压VR之差值的积分，其接比较器U2的一个输入端；比较器U2的另一输入端接电容C2，其输出关断/禁止信号至逻辑闸U5和反相器U3，反相器U3的输出接电容C3，电容C3由反相器U3放电；比较器U1的一输入端接门槛电压，另一输入端接电容C3，其输出开通信号至逻辑闸U5和缓冲器U4，缓冲器U4的输出接电容C2，电容C2由缓冲器U4放电；逻辑闸U5有一个由比较器U2输出端控制的关断/禁止信号端和一个由比较器U1输出端控制的开通信号端，逻辑闸U5的输出接开关管Q1的输入，当关断/禁止信号被建立时Q1截止，并维持截止状态；当关断/禁止信号被解除且开通信号被建立时Q1导通。
在待机或轻载条件下，开关模式的电源供应器的功率损耗，大部份是开关损耗。由于开关损耗与开关器件的开关频率成正比，所以减少轻载时的工作频率，也即会相应减少待机状态的功率损耗。本发明利用独特的开关定时控制来达到这个目的。
本发明的优点1.设计简单；2.大负载条件下有效的功率因子校正；3.轻载时，开关频率非常低，具有非常低的功率损耗，因而待机输入功率也非常低。
下面结合附图和实施例对本发明作详细说明。
图1为低待机功率的PFC示意图；图2为重负载下的操作波形；图3为轻负载下的操作波形；图4为待机负载下的操作波形。
请参照图1的低待机功率的PFC示意图。图中各符号含义如下Vin整流后的电路输入电压，Vout电路输出电压，VR参考电压，用于控制输出电压Vout，Vth内部使用的门槛电压。
电路包括电感器L1、开关管Q1、二极管D1、电容器C1-C3、逻辑闸U5、比较器U1-U2、反相器U3、缓冲器U4、电流源I1-I2、误差放大器U6、分压电阻R1-R2，其中L1、Q1、D1和C1组成一个基本的升压变换器，它是构成PFC工作的基础。开关管Q1的工作由与门U5的输出电压控制。
U5有两个信号输入端，一个是由U2输出端控制的关断/禁止信号端，另一个是由U1输出端控制的开通信号端。当关断/禁止信号被建立时Q1截止，并维持截止状态；只有当关断/禁止信号被解除且开通信号被建立时Q1才导通。
关断/禁止信号由U2驱动。每当定时电容C2上产生的锯齿状斜波电压高于误差放大器U6输出端电压时，U2激活关断/禁止信号。
U6为误差放大器，其输出为Vout的取样信号与参考电压VR之差值的积分。U6内置有用作一般动态补偿的定时组件。注意如果输出电压足够高，U6的输出电压可低于C2的复位电压，此时关断/禁止信号将被建立以确立禁止状态。
I2给C2充电，C2两端电压随充电时间而上升，它决定了Q1的导通时间，C2由U4放电。
U4是一个集电极(或泄极)开路的缓冲器，它以开通信号作为输入。每当开通信号被撤消，C2两端的充电电压将复位到低电位。注意C2两端的复位电压不可低于U6的最小输出电压，否则电路将不会进入低功率禁止状态。当开通信号设立时，C2上的电压方可随充电时间线性上升。
U1驱动开通信号。每当C3上锯齿波状充电电压上升到高于门槛电压Vth时，开通信号即被建立。
C3经由电流源I1充电产生一锯齿形充电电压，它决定了Q1的截止时间。C3的电压可由U3泄放。
U3是一个集电极(或泄极)开路的反相器，它以关断/禁止信号作为输入。每当关断/禁止信号被确立，C3上的电压即被复位到低电平。而当关断/禁止信号被移除时，C3上的电压方可随充电时间线性上升。
R1和R2是分压电阻，作用是把Vout端的高压电位降低到一合适的样品电平，以符合一般控制器件的要求。
下面分析此电路的工作波形正常负载条件—请参照图2所示重负载下的工作波形。在一般负载条件下，开关周期的截止时间是由定时组件I1、C3、U1和U3所固定。而导通时间即随U6(误差放大器)的输出电压高低而变化。然而，同普通的PFC方案一样，U6的动态响应是经过适当的补偿以使它的输出电压在交流电源半周期内保持稳定；开关周期的导通时间也因而稳定下来。由于在输入电压半周期内导通时间和截止时间都是恒定的，升压变换器本质上运行于固定频率和固定占空比的方式中。理论上，工作于此方式的PFC功能并不理想，然而它的实际表现却非常的好，可以符合任何实用要求。稍后我们将有进一步的说明。
待机负载条件—参照图3所示轻负载下的工作波形。当负载功率减小时，U6的输出电压降低，导通时间也减少。在一定负载之下，U6的输出电压会降低到几乎接近C2的复位电平，这时，导通时间几乎为零。但是，由于U1、U4、U2和U3存在传输延时，导通时间并不会从某一最小值渐变为零。也就是说，由于组件的延时，任何时候只要开通信号被建立，就不可能被立刻撤消；开通信号必须持续一个短时间，Q1的导通时间因而有一下限。
参照图4所示待机负载下的操作波形。当负载功率进一步减小，电路即进入待机状态。在待机状态，负载是非常轻的，单一最小导通时间所传输的能量足以使输出电压Vout维持一段大于由I1、C3、U1和U3所决定的截止时间。在这种情况下，Vout将逐渐上升，直到截止时间适当地因禁止周期所介入而延长。
随着Vout上升，U6的输出电压逐渐下降，当U6的输出电压低于C2的复位电平时，关断/禁止信号即被建立以激活禁止周期。禁止周期的持续时间同U6的输出电压低于U4的时间相同。当Vout下降时，U6的输出电压将逐渐回升，关断/禁止信号被取消，进入下一个短的导通周期。由于禁止周期的介入，在待机状态下，变换器的开关工作频率是非常低的。
接下来说明本发明的功率因子校正性能。习惯上，功率因子校正功能是通过工作在临界电感电流模式的升压变换器来实现的。一般应为只有这种工作模式才能提供令人满意的功率因子校正性能。然而，我们的升压变换器是工作在固定占空比的非连续电感电流模式的，尽管理论上这种工作模式的功率因子校正功能并不完美，但我们可以推导出此模式的工作性能是足以应付任何实际需要的。整个公式的推导过程从略，下面只列出推导的结果。
基于以下条件，D＜1-K功率因数pf与K的关系可表示为pf(K)＝-2/(K*SQRT(pi))*1+pi2*K-pi-ACOS(K)K*SQRT(1-KΛ2)]]>SQRT(1k*(1-KΛ2)+pi2*KΛ2-(1-2*KΛ2)*(pi-ACOS(K))KΛ2*(1-KΛ2)Λ(3/2))]]>式中D＝t_On/t_s；占空比K＝V_m/V_out；为一电压比t_onPFC开关的导通时间t_sPFC开关的开关周期V_m半周期正弦坡输入电压的最大使。
数值例子1.功率因数对K值K pf(K)0.101.000.500.990.700.980.800.950.900.900.920.880.940.850.960.810.980.730.990.652.功率因数对输入和输出电压值V_Out V_in Kpf(V) (V_rms) (V_m)380 200 282.8 0.74 0.97380 230 325.3 0.86 0.93380 264 373.4 0.98 0.72400 200 282.8 0.71 0.97400 230 325.3 0.81 0.95400 264 373.4 0.93 0.86420 200 282.8 0.67 0.98420 230 325.3 0.77 0.96420 264 373.4 0.89 0.91可见本法的功率因数相当好；大多数情况下大于0.9。即使当K值非常接近于1(0.98)时，功率因数仍高于0.7。
权利要求
1.一种用于低待机功率的功率因数校正方法，其特征在于采用开关模式前置升压功率变换器的结构，该升压功率变换器在输入电压半周期中，开关的导通时间和截止时间恒定，且工作于非连续电感电流模式。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述开关周期的导通时间有一下限，在轻载条件下，它的输出电压可以超过一个预定的稳压电平，电路检测到这种情况时，暂时中止变换器的后续开关动作直到输出电压回复到该预定的稳压电平为止。
3.一种用于功率因数校正的电路装置，其特征在于它包括电感器L1、开关管Q1、二极管D1、电容器C1-C3、逻辑闸U5、比较器U1-U2、反相器U3、缓冲器U4、电流源I1-I2、误差放大器U6、分压电阻R1-R2，其中电流源I1、I2分别向电容器C3、C2提供充电电流；电感器L1、开关管Q1、二极管D1和电容器C1组成一个基本的升压变换器，它是构成功率因数校正工作的基础，开关管Q1的工作由逻辑闸U5的输出电压控制；分压电阻R1-R2串联后接电路的输出端Vout，其分压点接误差放大器U6的输入；误差放大器U6的输出为Vout的取样信号与参考电压VR之差值的积分，其接比较器U2的一个输入端；比较器U2的另一输入端接电容C2，其输出关断/禁止信号至逻辑闸U5和反相器U3，反相器U3的输出接电容C3，电容C3由反相器U3放电；比较器U1的一输入端接门槛电压，另一输入端接电容C3，其输出开通信号至逻辑闸U5和缓冲器U4，缓冲器U4的输出接电容C2，电容C2由缓冲器U4放电；逻辑闸U5有一个由比较器U2输出端控制的关断/禁止信号端和一个由比较器U1输出端控制的开通信号端，逻辑闸U5的输出接开关管Q1的输入，当关断/禁止信号被建立时Q1截止，并维持截止状态；当关断/禁止信号被解除且开通信号被建立时Q1导通。
全文摘要
本发明提出了一种用于开关式功率因数校正前级的控制方案。在待机或轻载条件下,此方案具有功率损耗非常低的特色,因而输入功率也非常低;这非常适用于那些希望减少对环境影响的现代电子装置。在待机或轻载条件下,开关模式的电源供应器的功率损耗,大部分是开关损耗。由于开关损耗与开关器件的开关频率成正比,所以减少轻载时的工作频率,也即会相应减少待机状态的功率损耗。本发明利用独特的开关定时控制来达到这个目的。
文档编号H02M3/00GK1389970SQ01118599
公开日2003年1月8日 申请日期2001年6月5日 优先权日2001年6月5日
发明者丁国庭 申请人:栢怡国际股份有限公司