用于开关电路的多谷控制器的制作方法

专利名称：用于开关电路的多谷控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及谐振开关功率传输器件，并且特别涉及用于分析和工作在较宽的功率输出范围内有效运行的开关电源的改进算法、方法和系统。
背景技术：
在传统的谐振开关转换器诸如准谐振控制DC-DC转换器中，典型地为半导体开关形式的开关器件重复接通和关断，以高电流电平从电源脉动地产生功率。

图1示出了一个简单的原型电路。
如图2所示，当开关S(功率MOSFET)接通时，电流Id基本上呈线性速率斜坡上升，直到开关断开。开关的过渡由一控制器(图1未示出)控制。在开关断开之后，二极管Do导通，将储能电路放电，并将能量传输到变压器副边和负载。当输出二极管Do停止导通时，开关两端的电压开始振荡，且首先下降。一个典型的准谐振控制器触发所述开关在该振荡的第一最低点或波谷开始导通，再开始该周期。
可以控制有源开关S在周期的任何部分闭合。然而，由开关消耗的功率与加到开关上的电压的平方乘以开关的容量、及开关频率成正比，因此，开发了一种设计方式来设法在动态瞬间的零或最小电压期间将开关接通。该过程称为零电压切换(ZVS)。在直流电源中，正常工作时，有源开关两端的最小电压可以是非零的。
一种相关拓扑结构可以提供零电流切换，其中，当电流是零时，有源开关的导通状态被改变，称为零电流切换(ZCS)。
为了定时有源开关的闭合，传统上采用了许多技术，例如，最小电压的模拟检测，阈值检测等。在很多设计中，由于瞬时振荡的循环收敛到最小电压之上的一个值，例如，正的电源电压，并且复杂的检测算法难以实现，因此，传统上，是根据时间延迟、电压阈值或第一导数过零触发器来控制开关逻辑的。
在为某一负载范围设计的电源中，低负载的效率由于开关功耗可能降低。实际上，用于高电流的合适低阻抗半导体开关具有高的固有栅电容。因此，在关断瞬态的第一波谷接通开关以重新充电储能、并且根据负载调节充电时间(即，脉宽调制)的典型策略由于切换效率低而导致过量损耗。
现有技术中，普遍都知道通过将零电压切换(ZVS)方法应用到电压谐振转换器，可以大大减少DC-DC转换器中的导通损耗。
设计了传统的准谐振转换器(也称为QRC)来实现零电压切换或至少最小电压切换。即，功率MOSFET在漏电压的第一波谷(最小值)导通。其合理性在于存储在主谐振电容(C＝Cp+寄生电容)中的潜在能量等于1/2CV2。该能量在功率MOSFET每次导通时被其耗散。这样通过最小化V，就最小化了功耗。
然而，实际开关功耗是1/2CV2f，其中f是电源的开关频率。QRC的开关频率随输入电压成正比变化，并且与输出负载成反比。因此，在最大输入电压和最小负载的最坏组合情况下，开关功耗变得高到不能接受。这严重限制了传统QRC的工作范围。
在典型的准谐振电源设计中，例如，使用Sanken F6656控制器，该控制器不直接检测漏电压的最小值(“波谷”)，而是根据过固定阈值检测。因此，即使在最好的工作条件下例如110V AC输入和80W负载，也不能实现零电压切换。
工作频率随线和负载条件变化很大。在最大线输入和最小负载组合情况下，频率最高。频率越高导致EMI越高，开关损耗也越高。因此，该QRC的工作范围由于有限的频率范围而受到严重限制。该限制不是模拟控制器的错误，而是在准谐振工作的自振荡模式中固有的问题。
高频谐振、准谐振和多谐振转换器已经在很多文章中讨论了，例如参见，Virginia Power Electronics Center(维吉尼亚电力电子中心)的Fred C.Lee的各种出版物及专利；美国专利No.4,720,667(Lee等)，No.4,720,668(Lee等)，No.4,857,822，No.4,857,822(Tabisz等)，是零电流切换准谐振转换器的几个例子。在这些转换器中已经采用了软切换技术包括零电压切换(ZVS)和零电流切换(ZCS)，以减少主开关元件(典型的功率MOSFET)导致的开关损耗，改善功率转换器的总效率。
零电流切换的准谐振转换器(ZCS-QRC)通过在关断之前将开关晶体管电流整形为零，减少了关断损耗。这允许ZCS-QRC工作在高达2MHz的频率处。因为容性导通损耗，ZCS-QRC的开关频率的进一步增加难以实现。此外，还有米勒(Miller)效应，表现在，它涉及在非零电压处晶体管的导通和由晶体管的输出电容导致的综合寄生振荡。
零电压切换的准谐振转换器通过在导通之前将开关晶体管电压整形为零，减少了关断损耗的问题。结果，ZVS-QRC能够工作在较高频率下，达到10MHz。然而，ZVS-QRC具有两个主要限制。一个问题是与负载范围成比例的过大的电压加给开关晶体管。这使得难以实现宽负载变化的ZVS-QRC。另一个问题是由在准谐振转换器中使用的整流二极管的结电容引起的。当二极管关断时，该结电容与谐振电感振荡。如果被施加阻尼，这些振荡在高频率时引起很大的功率耗散；如果不施加阻尼，又会反过来影响准谐振转换器的电压增益，并且相应地影响闭合回路系统的稳定性。
根据定义，准谐振模式表示系统在变化的频率及不连续电流下工作。对于准谐振转换器，振荡频率不被直接控制。相反，控制功率开关器件的导通时间Ton和关断时间Toff。频率变化是Ton和Toff变化的结果。
功率器件的ON时间由DC电源电压、原边线圈电感、最大漏电流及其反馈(调节)电压确定。在本发明的优选实施例的情况下，准谐振转换实施例有6A的Id峰值，其通过由Rs(0.12Ω)分压的Vth(0.73V)给出。在110V AC输入时，近似地dI/dt＝V/L＝150V/142μH＝1.06A/μS。此时最大Ton是5.6μS(在没有反馈电压的情况下)。有反馈电压会给电流波形增加一个DC偏压(与输出误差信号成正比)。随着输出电压接近调节值，会施加较高的DC偏压。这实际上降低了Id的峰值，其等效于使Ton变短，因此每个周期传输的能量较少。
功率器件的关断时间传统上由输出二极管完成导通需要的时间(依赖负载)加上漏电压下降到其最小值的时间确定。当功率器件第一次关断时，只要输出二极管仍然导通，Vd(漏电压)就会上升到其峰值，其等于Vdc加上副边的反射电压(输出电压乘以变压器匝数比)。一旦输出二极管停止导通，Vd以原边L-C电路的谐振频率确定的速率，开始向Vdc减去反射电压的最小值下降。其持续时间由T 给出，其中Lp和Cp是原边的电感和电容。
从效率和EMI考虑，希望当Vds下降到零(零电压切换)时，或至少当它在最小值时，导通MOSFET。在优选准谐振控制单元的情况下Lp＝142μH，Cp＝470pF，因此T＝0.81μS。该反射电压约为150V。
一个已知的QRC控制器集成电路SankenF6656的实验室测量表明，在低线电压(110V AC)和额定负载(80W)下，当Vd下降到约75V时，MOSFET导通。这样，显然电路实际没有实现零电压切换。在高线电压(220V AC)和轻负载下，情况更糟。
注意，在该结构中出现的问题在很多中电路中都存在，包括但不限于准谐振电源。然而，在根据动态非单调波形的复杂特性来实现控制策略以获得最优效率的任何情况下，都会出现该一般性的问题。
发明概述本发明提供了用于控制一种系统的系统，其中，所述控制是基于非单调动态波形实现的，以便在较宽的输出负载和输入线条件范围内获得最优性能。
按照一个实施例，模拟了系统的效率，并且在多个时分模式中有选择地操作开关，以优化性能。
按照第二个实施例，通过基于不同的事件选择性地操作电源的开关，扩展了系统的工作范围，以包括较大的功率输出率。
注意，性能参数一般指效率，即传递到负载的功率与从电源吸收的功率比。然而，其它的性能参数，例如负载调节、电磁干扰、开关单元的加热等也可以优化。典型地，按照本发明的控制器包括可编程数字控制器，接收至少一个数字化波形，例如，开关MOSFET的漏电压Vd。类似地，还有一个参数是漏源电流Ids。由于动态开关瞬态具有特定的相关性，MOSFET Vd必须用足够的精度采样，以便估计其真实状态。虽然通常该瞬态必须以高于最高理论频率分量的奈奎斯特速率的速率采样，但也可以对信号进行子采样，并且设法从多个开关瞬态重构波形。然而，这需要一个精确的跟踪和保持电路，但允许采用较慢的模拟-数字转换器电路。
例如，在准谐振电源中，开关必须与储能电路的振荡同步工作，其中，同步可以表示一个任意选择的振荡，而不是如在本设计中被限制到第一波谷。选择的工作模式可以基于测量或估计的性能、和/或假定的选择模式对性能的测量或估计的影响来选择。
这样，在通常产生短的导通周期和高频工作的高输入电源/低负载条件下，典型的QRC遭受低效率损害，即，在电源内消耗的功率与传输到负载的功率之比较高。事实上，为保持负载调节，QRC不需要工作在该高频率下；然而，传统的控制算法必须该条件。因此，按照本发明，通过在允许开关导通前插入一个延时，控制算法得以改善。该延时可以控制实际的开关导通，或仅充当用于正常最小电源切换算法的控制。
按照本发明，可以以多种方法产生该延时。首先，可以直接或间接地测量输入电压和负载，例如，通过同时测量MOSFET开关Vds和Ids，二者相乘可以确定耗散的功率。由于我们假定在测试过程中负载是相对恒定的，因此减少从电源吸收的功率的条件将使效率最大化。
注意，每经过一个连续的时间间隔，由于储能谐振随着时间下降到随着时间增加的一个局部波形最小电压，由于开关转换本身引起的相对功耗将增加。此外，随着开关间隔之间的时间段增加，在导通间隔期间吸收的电流将增加。于是，对该问题最有效的方案不是导通的额外延时。因此，局部搜索最优开关间隔将不正常地产生微小的和不可工作的无限延迟。
于是，本发明在非最小电压电平用减少的切换效率来平衡低负载/高频率工作的减少的效率，它们按照公式P＝1/2CV2f(开关损耗)和P＝I2R(导电损耗)相互关联，其中I是RMS电流，很容易按照公知方式计算出。
试验已经确定，最大效率的最常选择的开关间隔是第一、第二和第三谐振峰。因此，在典型设计中，局部搜索可以在反馈最优系统中限制到这些间隔，或者在基于查表的实施例中，可以定义限制到这些选择的映射。
尽管经常使用瞬时功耗计算将测量系统的状态，但这不是必须的。例如，在基于微处理器的系统中，某些时候，可以根据工作参数计算负载。或者，可以使用一个相对简单的热传感器检测负载耗散。最后，可以使用相应于负载范围的相对简单和非时间临界信号。
输入电压总是很容易被测量；典型地，电源具有低阻抗和相对小的动态变化。还可以基于其它因素估计该电压。
进一步注意，也可以分析电源脉冲以控制电源。在该情况下，依靠精确的定时，而非电压和电流检测，来检测工作参数。于是，可以基于工作频率定义系统形成的操作。例如，如上所述，对QRC电源的效率的特定限制是高电压/低负载条件，其总可以根据频率被检测到。MOSFET开关的导通时间Ton由基于来自输出的误差信号的电源控制器控制，并且在轻负载条件和高输入电压下将较短。简单地通过检测(或已知道，因为这是一受控参数)Ton持续期和工作频率，可以检测电路的工作模式。通过使用对该工作模式敏感的控制器，并且由此选择用于开关的延时窗口，可以实现电路的进一步控制，可以提高效率。
在模拟控制器的情况下，正如在传统电源控制电路中使用的，控制算法比较原始。因为同一控制算法必须覆盖所有工作条件，因此，通常仅可能在一个较窄的区域能最优工作，并且很多电路元件必须超标准设计，以覆盖最坏情况的组合(诸如最高线电压和最低负载，或最低线电压和最高负载)。
用于功率转换电路的数字控制器的使用比传统模拟的形式有很多优点。在数字控制器中所继承的一个主要优点是在实现控制算法方面的灵活性，以及确实较容易自适应地改变控制算法的能力。第二个优点是容易提供路径根据，即先前状态的存储器的能力。在数字控制器的情况下，因为控制算法以软件实现，不用物理上改变电路结构就能够分析各种控制方法。对于数字控制器可以开发更复杂的控制算法，以在较宽的工作条件范围内优化电源的效率。
MOSFET导通时间(Ton)确定在每个开关周期期间多少能量存储在原边线圈电感中。其持续期取决于DC输入电压Vdc和原边线圈电感Lp。Vdc越高或Lp越小表示斜坡越陡，因此Ton越短。在数字控制器的情况下，我们能够测量Vdc的值。因为Lp已知和固定，所以我们能够直接计算Ton的最大值，并且将其编入PWM。这样在该情况下，逐个周期峰值电流的检测不必要。为了实现电压调节，我们可以对输出电压采样，并且从Ton值减去dT，其中dT与输出电压的误差信号成正比。即，如果输出电压太高，会使Ton较短，而如果输出电压太低，会使Ton较长(但是在最大限定值内)。这也提供了额外和独立的优点，能够精确和自适应地控制输出，并预测和控制瞬态。
因此，本发明的一个目的是提供一种用于电源的数字控制器，推断效率因数，并且根据该变量控制电源，例如MOSFET的开关。
本发明的另一个目的是提供一种控制器，用于谐振模式电源使开关切换，该电源能够选择希望的振荡周期或周期的部分，例如在准谐振控制中一开关瞬态的阻尼振荡之后选择阶数的局部最小值。
本发明的另一个目的是提供一种可编程数字控制器，用于实现自适应反馈依赖控制算法的电源，使电源的推断效率因数最大化。
本发明的另一目的是提供一种定时控制，用于选择一窗口，在初始允许开关窗口或其之后启动开关过程。
从附图和优选实施例的详细描述中将更清楚理解这些和其它目的。
附图简述从下面参照附图对本发明优选实施例的详细描述中，将更好地理解前述和其它目的、方面和优点，其中图1是现有技术半桥、零电压切换、准谐振转换器的简图；图2A和2B分别示出通过开关的电流和电压波形；图3示出具有用于同时检测电流和电压的双模拟-数字转换器的微控制器；图4示出用于检测一个波形中第一波谷的数字控制器的流程图；图5示出用于检测一个波形中第N个第一波谷的数字控制器的流程图；图6示出功耗与Toff关系的图表；图7A-7F分别示出在搜索最优开关窗口期间各时间点的电流和电压波形；图8示出第二波谷切换电压波形；图9和10分别示出用于轻和重负载的第一和第二波谷切换的频率与线电压关系、以及输入功率与线电压关系的图表。
优选实施例详述例1以Saber仿真图3所示的与图1类似的原型准谐振控制电源电路。在仿真中采用的功率器件Q115是MTP4N50E，其是额定值为4A、500V并且具有1.4Ω的Ron的MOSFET。原边电感L110的磁化电感给定为142μH，而漏电感假定为2μH。按照来自副边的误差信号调节Ton，因此，输出电压总是调节在240V。在给定的负载电阻值时，输出功率是80W。通过为振荡器设定不同的时间周期，从而获得一系列Ton和Toff。通过将Vd和Id瞬时值相乘然后取十个完整开关周期的平均值，以Saber计算实际功耗。该预测功耗与功耗的实际测量值有关，因此，即使没有Id的实测值，也能提供在推断功耗中使用的电路模型的基础，参见图6。
按照本发明，采用软件控制方案，以自适应调节Toff的持续期，直到达到推断的功耗的最小值。该最优化过程可以在例如加电时以及当线电压或负载情况变化时执行。该软件控制方案的速度不是关键的，对于每个循环它可以花费几毫秒。
图3示出用于实现控制的典型的简单微控制器电路，图4是第一波谷检测和开关触发的控制方法的相应流程图。在图3中，微控制器101是例如80C51微控制器的派生型号，从模拟数字转换器105接收数字化信号，用于对漏电压113采样(使用包括电阻R120和R121的简单电阻分压器，按比例缩小到合理的幅度)。优选地，采用高速模拟数字转换器105(ADC)(8位，每秒5M采样或更高)。微控制器101控制MOSFETQ115的栅极驱动器104。微控制器的控制程序存储在ROM103中，而动态和自适应参数可以存储在RAM102中。微控制器101从漏电压Vd和电路的已知静态和动态参数包括电容、电阻和工作频率，推断通过开关耗散的功率。
在二极管停止导通之后关于电路的振荡的开关过渡定时在工作的连续周期期间递增变化，用相对的定时映射开关期间消耗的功率。在完成映射之后，微控制器101会一直控制MOSFETQ115开关在最优时间闭合，实现推断的最低开关功耗。也可以采用替换的或者附加的控制算法，例如，通过保证开关关断定时不是全重复序列，以最小化产生的电磁干扰或将干扰分散在一个宽频带上。
也可采用测量电压的数字转换器来监视设备的连续工作。如果电压波形与先前周期比剧烈变化，控制器就会重新优化开关定时。注意，也可配置系统来测量电路的电流波形，例如漏电流(其可从电阻Rs111两端的电压计算)。
该控制方案的主要优点是它能够适应改变电源电压和负载条件，并且总是能获得最优开关时间来最小化损耗。这远远胜过固定阈值方案，其中，MOSFET总是必须在Vd到达其最小值之前导通，以便保留一定的安全裕量。
也可以使用替换的技术，其中将以低于奈奎斯特速率取得的顺序重复波形的时间值重构成更精确的波形。
例2按照本发明的第二实施例，采用数字控制技术以允许QRC在任何漏电压的局部最小值包括第一波谷、第二波谷或任何较高阶波谷有选择地导通。
选择波谷的决定基于例如实际开关功耗的计算结果。在高输入电压和低负载情况下，已经试验证明在第二或更高阶波谷处开关能够实际减少开关功耗。
上述方法的一个直接优点是通过在较高阶的波谷处开关，在高输入/低负载情况下QRC的工作频率能够显著地减小。这意味着多谷QRC能够在输入和负载条件的更宽范围内有效地工作。
使用快速模拟-数字转换器采样功率MOSFET的漏电压。这些采样数据点被送到微控制器(例如80C51)用于分析。然后控制程序能够计算出哪个地方是局部最小值，从而计算出谐振周期。
下面概述图4和5所示的程序1.在启动期间，使用导通时间的最小值和断开时间的最大值(由此频率和占空比很低)操作功率MOSFET(201步)，如图7A所示。
2.逐渐增加导通时间(实现输出调节)同时扫描漏电压，以找出前一局部最小值(202步)。调节断开时间，使新的周期落在前一波谷中的某处(203步)，如图7B所示。测试每个建议的工作点，确定是否是第一波谷(204步)。
3.经过很少的迭代，搜索算法将使断开时间接近第一波谷(221步)，如图7C所示。
4.当达到第一波谷时，我们能够从漏极波形收集许多信息(205步)，如图7D所示。
首先，我们能够找出在漏极波形的平坦部分的电压。得到Vdc+Vr，其中Vr是来自副边的反射电压。
其次，我们能够测量在漏极波形的第一波谷的电压。得到Vdc-Vr。
基于上述两个值，我们能够计算输入电压Vdc，以及反射输出电压Vr。
然后开关功耗能够计算为P＝1/2CV2f，其中V＝Vdc-Vr是最小电压，而f是频率1/(Ton+Toff)。
此外，我们能够确定漏极电压从其平坦部分下降到其最低点需要的时间。这是谐振电路的时间常数，由T=π(LP*CP]]>确定。
注意，在该情况下，该时间常数从实际波形确定，因此，不受元件公差和寄生的影响。
5.基于导目前为止收集的信息，我们能够对哪里是第二波谷做“有根据的推测”(222步)。更新断开时间，落在第二波谷中，然后限制搜索范围到T的一半，使得搜索算法将不超出波谷(224步)，如图7E所示。
计算第二波谷的新功耗(225步)。如果它低于第一波谷的功耗，那么我们得知我们应该向右方向移动。否则，我们应该返回到前一波谷(227步)。
6.类似地，我们能够跳到第三或更高波谷(226)，计算新的功耗，并且确定哪个波谷给出最低的开关功耗，如图7F所示。
正如我们能够从图6的图表所示的试验结果看到的，在高输入电压和低负载情况下，较高波谷切换能够导致较低的开关损耗。
图6示出QRC 试电路的Sable仿真结果。上面的图示出了在110V时以瓦特为单位的平均功耗PL与以微秒为单位的Toff之间的关系，下面的图是在220V输入电压的情况。平均功耗是在以1ms的10个开关周期范围内的平均值。Ton＝T*D，Toff＝T*(1-D)且输出功率＝80W。
这些图有效的其它说明是这些结果以下表表示。
V_cd＝154V时的测试结果周期(微秒)占空比 T_on(微秒) T_off(微秒)功耗(W)4.6 0.494 2.27 2.33 7.515 0.494 2.47 2.53 5.365.4 0.486 2.62 2.78 3.375.8 0.471 2.73 3.07 1.996 0.448 2.69 3.31 1.736.1 0.413 2.52 3.58 1.736.2 0.398 2.47 3.73 1.746.4 0.373 2.39 4.01 2.14
7 0.367 2.57 4.43 3.917.4 0.374 2.77 4.63 4.557.8 0.379 2.96 4.84 4.068.4 0.381 3.20 5.20 2.988.8 0.373 3.28 5.52 2.329 0.351 3.16 5.84 2.089.2 0.325 2.99 6.21 2.219.6 0.313 3.00 6.60 2.8210.20.319 3.25 6.95 3.88V_dc＝308V时的测试结果周期(微秒) 占空比 T_on(微秒) T_off(微秒) 功耗(W)3.10.3070.952.15153.50.2991.052.457.73.80.2751.052.763.084 0.2380.953.051.984.10.2320.953.152.014.20.2180.923.282.084.60.1980.913.695.965.20.2071.084.129.66 0.22 1.324.687.566.80.1971.345.462.957.50.17 1.286.236.918 0.1761.416.598.119.40.1571.487.923.33数字控制器的使用通过消除对依赖固定的阈值检测或其它简单控制方案的需要，使电源设计更先进。可以采样漏电压，以确定哪里是最小点(“波谷”)。因此，能够实现在最好工作情况下的零电压切换，和所有其它情况下的最小值电压切换。甚至能够通过直接计算来最小化开关损耗，而不需要阈值检测。
此外，数字控制器的实现去除了例如在例1中概述的系统和方法中在第一波谷切换的实际限制。在一定的工作条件下，实际更希望在第二或后面的波谷切换，如图8所示。
通过在第二或后面的波谷切换，我们能够大大减低工作频率。尽管与在第一波谷的切换比较，每个周期的开关能量损耗略高，但是通过较低的开关频率可以被部分或完全补偿，因此，在某些情况下，总的效率可以得到实际改善。
另一个直接的优点是因为使用第二波谷切换减低了开关频率，工作条件可以大大扩展，尤其对于很轻负载条件。试验结果表明，通过在第二或更高波谷切换模式，能够保持QRC工作在9W以下。这样，相同的QRC从正常模式(80W)一直到备用模式(15W)都可以一致地工作。
例3基于仿真结果，构造一个原型QRC单元，结构上类似于图1所示的电路。只有一个副边输出(160V DC)连接到负载电阻。使用VoltechPM100功率表测量输入功率消耗和功率因数。
图9和10所示的结果表明，在最好工作条件(正常负载，线电压约145V RMS)下，第一波谷切换和第二波谷切换模式准确地给出相同的效率。在低线电压(传导损耗占主要)，第一波谷切换更有效。在高线电压(开关损耗随频率增加)，第二波谷切换更有效。在很轻负载，第二或第三波谷切换总是更有效。
因此，通过使用自适应控制算法，基于控制图或实际效率测量选择合适的波谷，能够最大化总体效率。在低线电压和重负载(因此，较低工作频率)，采用传统的第一波谷切换。在高线电压和轻负载条件(因此，较高工作频率)，第二(或更高)波谷切换可以获得较高效率，于是被采用。这样做大大扩展了QRC的工作范围，而没有功率元件的额外成本。
图9和10基于下列表QRC工作在很轻负载情况下功率效率的测量负载＝2.84KΩ(160V输出两端9.0W)使用Voltech PM100测量输入功率注意功耗包括电阻分压器(141.5K)两端的V_d注意栅极驱动器单独供电第一谷切换第二谷切换V_ac(V) T(μS)f1(KHz) T_on(μs) P_in1(W) T(μS) f2(KHz) T_on(μS)P_in2(W)752.88 347 0.80 11.45 5.34 187 1.30 11.45110 2.36 424 0.45 11.80 4.60 217 0.63 11.70150 2.18 459 0.19 12.60 4.30 233 0.37 12.40190 2.12 472 0.08 14.60 4.18 239 0.22 13.60220 4.14 242 0.13 14.80250 4.14 242 0.08 16.30QRC作在正常负载下在V_d的第一波谷及第二波谷的切换160V输出两端负载＝333Ω(P_out＝76.9W)第一波谷切换输入 周期 导通时间 输入 输入 功率V_ac(V) T(μS)T_on(μS) l_ac(A)功率(W) 因数858.50 4.38 1.308 86.7 0.782115 6.26 2.56 0.990 85.1 0.749145 5.28 1.76 0.811 84.8 0.725175 4.70 1.30 0.690 85.1 0.705205 4.34 1.03 0.607 85.7 0.690235 4.12 0.83 0.545 86.9 0.677第二谷切换输入 周期 导通时间 输入 输入 功率V_ac(V) T(μS)T_on(μS) l_ac(A)功率(W) 因数85 11.78 5.97 1.320 87.9 0.783115 9.24 3.13 0.990 85.8 0.751145 8.10 2.23 0.807 84.8 0.725175 7.48 1.71 0.691 85.1 0.707205 7.04 1.37 0.606 85.5 0.690235 6.76 1.24 0.542 86.2 0.678总结第一谷 第二谷第一谷 第二谷V_ac(V) 频率(KHz)频率(KHz) 功率(W)功率(W)85118 8586.7 87.9115 160 108 85.1 85.8145 189 123 84.8 84.8175 213 134 85.1 85.1200 230 142 85.7 85.5235 243 148 86.9 86.2其它注意事项功率因数与第1或第2波谷切换无关第2波谷切换在较高线电压(较高频率)变得更有效。
应当理解，尽管在前面的描述中已经呈现了本发明的特征和优点，但该公开只是示例性的，并且部件的排列可以变化，而不脱离所附权利要求的范围。
权利要求
1.一种控制开关模式谐振功率系统的方法，包括(a)对一个连续开关参数的波形采样(205)；(b)分析(202)采样的波形以检测参数局部最小值；(c)在参数局部最小值处闭合(203)所述开关。
2.如权利要求1所述的方法，进一步包括步骤从接收的数字化波形中选择一系列参数局部最小值(225)之一。
3.如权利要求2所述的方法，其中，根据开关的功耗(224)选择参数局部最小值。
4.如权利要求3所述的方法，其中，从采样的波形和开关模式谐振功率系统参数推断功耗(224)。
5.如权利要求2所述的方法，其中，数字控制器(101)测试多个参数局部最小值(204)，以确定最小功耗模式。
6.如权利要求2所述的方法，其中，所述选择步骤包括确定第一局部最小值(204)；用一种判据测试连续的局部最小值(224)，和选择最佳满足该判据的局部最小值(225)。
7.如权利要求1所述的方法，其中，所述波形是从一个或多个由开关(Q)电压和开关(Q)电流组成的组中选择的。
8.一种执行按照权利要求1的方法的装置，包括可编程微控制器(101)，至少一个波形数字转换器(105)，可控制开关(Q)，在微控制器(101)的控制下激活开关的装置(104)，和存储涉及所述分析的数据的存储器(102)。
9.如权利要求8所述的装置，其中，所述处理器(101)存储来自多个参数局部最小值的分析的结果。
10.一种开关半导体控制器，包括(a)微控制器(101)，具有程序存储器(103)和随机存取存储器(102)；(b)数字转换器(105)，用于将连续的开关参数数字化；和(c)输出器(104)，用于控制半导体开关(Q)，其中，所述程序存储器(103)包括用于分析连续开关参数和用于依赖所述分析控制所述半导体开关(Q)的程序。
11.如权利要求10所述的控制器，其中，所述连续开关参数包括一谐振波形(图7A)。
12.如权利要求10所述的控制器，其中，所述连续开关参数是从一个或多个由开关(Q)电压和开关(Q)电流组成的组中选择的。
13.如权利要求10所述的控制器，其中，所述连续开关参数包括多个区域，每个区域具有相应的局部弯曲(图8)，其中，所述程序控制微控制器(101)，分析多个所述弯曲，以确定最优弯曲(225)。
14.如权利要求10所述的控制器，其中，所述微控制器(101)控制半导体开关(Q)以获得最大功效，并且其中，所述连续开关参数是用于功效的代理变量。
15.如权利要求10所述的控制器，其中，所述程序控制微控制器(101)，在随机存取存储器(102)中存储关于多个工作模式的分析的信息。
16.一种控制谐振开关功率系统的方法，包括步骤对于多个不同的选择的局部最小值(图8)连续地(a)断开半导体开关，产生一暂态(201)；(b)分析一电压或电流波形，以检测一选择的局部最小值(202)；(c)按照所选择的局部最小值闭合所述半导体开关(221)，并检测与其相关的功率耗散(224)；和比较与相应选择的局部最小值相关的功率耗散，以确定最优局部最小值(225)。
17.如权利要求16所述的方法，其中，基于分析的电压或电流波形和谐振开关功率系统参数推断所述功率耗散。
18.如权利要求16所述的方法，进一步包括步骤分析扰动的电压或电流波形，并且一旦检测到，确定新的最优局部最优值。
19.如权利要求16所述的方法，其中，与相应的选择的局部最小值相关的功率耗散被存储在存储器(102)中。
全文摘要
一种控制开关转换器的方法，包括接收连续开关参数的数字化波形；分析数字化波形检测参数局部最小值；和在参数局部最小值处打开所述开关。实现该方法的一种装置最好使用微控制器和至少一个波形数字转换器，以确定瞬间的功率耗散。微控制器选择开关波形的最优局部最小值，以实现最优功率耗散。
文档编号H02M3/28GK1416613SQ01806194
公开日2003年5月7日 申请日期2001年11月12日 优先权日2000年11月16日
发明者N－C李 申请人:皇家菲利浦电子有限公司