专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及在发生过负荷和输出短路时具有限制输出电流的过电流保护功能的开关电源装置。
背景技术：
具有上述过电流保护功能的开关电源装置如图11所示。在该开关电源装置中，用晶体管tr1对由输入级的电容器C1平滑化后的输入电压Vin进行开关。在晶体管tr1导通期间，通过显现在该晶体管tr1的发射极上的电压Vout，对线圈11、电容器C2和负荷r1供给能量。在晶体管tr1关断期间，线圈11存贮的能量，通过二级管d1回流，供给负荷r1。
输出电压VO的控制，根据由电阻r1·r2的电阻值按所定比率分割该输出电压VO的反馈电压Vadj以及基准电压源2的基准电压Vref1进行。首先，由差动放大器1输出按照两电压差的电压，该电压与由振荡器3输出的100[KHz]的三角形波，在比较器4中进行比较。然后，从比较器4输出与差动放大器1的输出电平对应的脉冲宽度的PWM信号。
该PWM信号提供给驱动电路5时，根据PWM信号的负荷周期，该驱动电路5控制晶体管tr1的导通/关断。这样，由上述基准电压Vref1和基于电阻r1·r2的分压比所规定的恒定电压(例如5[V])控制输出电压VO。
在上述动作时，如图12的Vcmp和Vout所示，比较器4的输出电压，即PWM信号和电压Vout为虚线所示的脉冲宽度。晶体管tr1的负荷D，当晶体管tr1的导通时间和关断时间分别为tON、tOFF时为D＝tON/(tON+tOFF)×100[％]＝(Vo/vIN)×100[％] ...(1)然而，当负荷r1加重时，流入线圈11的线圈电流i1，从虚线所示增大到实线所示。当线圈电流i1超过过电流检测电平ic1时，由设置在输入级的过电流检测电路6检测过电流状态，向RS触发电路7输出置位信号。
当置位端子电压Vset变化为高电平时，RS触发电路7被置位。在RS触发电路7，当置位端子电压Vset为高电平时，开始锁存，RS触发电路7将输出保持在低电平。这时，复位端子电压Vrst仍为低电平。
这样，比较器4的输出电压Vcmp和电压Vout，虽然是图12中虚线所示的脉冲宽度，但由于RS触发电路7的输出从置位时开始即为低电平，则将缩小到实线所示的脉冲宽度。这样一来，晶体管tr1的负荷降低，因此，输出电压VO下降，抑制了输出电流的增大。其结果是输出电流Io下降到图13所示的A点。
在晶体管tr1关断时，从振荡器3向RS触发电路7输出复位信号，如图12的Vrst所示，RS触发电路7的复位端子电压变化。这时，在RS触发电路7，当复位端子电压为高电平时开始锁存，RS触发电路7，与置位端子电压为高电平时相反，将输出保持在高电平。这样，晶体管tr1在下次导通时将以通常的定时导通。
然而，上述开关电源装置，为了开关电源的小型化和轻量化等，要提高开关频率(约50[KHz]以上)，如下所述，这不利于过电流保护功能的动作也就是，如图12所示，产生了置位端子电压达到高电平的时间td1和置位端子电压为高电平以后到晶体管tr1关断的时间td2的延迟。两时间td1·td2之和的延迟时间td即为从过电流检测之后到晶体管tr1关断的时间，也就是过电流保护功能开始动作所需要的时间。上述延迟时间td达到约1[μsec]，当过电流保护动作时开关脉冲宽度以上述100[KHz]的开关频率，也就是10[μsec]的开关周期缩小时，将对保护动作影响较大，不能忽视。
例如，当输入电压Vin＝40[V]、输出电压VO＝5[V]、线圈11的电感L＝200[μH]时，在上述延迟时间td期间，线圈电流i1的变化部分的电流Δi为Δi＝[(Vin-VO)/L]×td＝0.175[A]...(2)因此，，由于电流Δi，线圈电流i1将超过过电流检测电平ic1。该电流变化Δi增大了平均电流即输出电流Io。
这时的输出特性，如上述图13所示，发射极电流增大到接近短路状态(VO＝0[V])，该发射极电流超过了绝对最大额定值(2.5[A])，失去陡降特性。因此，上述开关电源装置，在开关频率较高时，存在过电流保护功能不能可靠动作的问题。
解决这个问题的其他已有技术，已在(日本)特开平7-46828号公报(
公开日1995年2月14日)中公开。图14和图15表示该已有技术。图14和图15分别对应于上述图11和图13，在对应部分附与相同参照符号。应该注意，在该开关电源装置中，为了在因输出短路产生过电流时降低振荡频率，还设置了比较器8、恒压电源9、振荡频率变更电路10。
将由上述电阻r1·r2得到的电压Vadj供给上述比较器8的正相输入。在恒压电源9与反相输入连接。由上述基准电压源2生成的基准电压Vref1，例如是1.25[V]，由上述恒压电源9产生的基准电压Vref2，例如是0.6[V]。当向比较器8的反馈电压Vadj为上述0.6[V]时的输出电压VO可由下式算出VO＝0.6[V]×(r1+r2)/r2＝2.4[V]...(3)也就是，比较器8检测输出电压VO低于上述2.4[V]，作为应答振荡频率变更电路10将上述振荡器3产生的三角形波的振荡频率从上述100[KHz]降低至20[KHz]。
当由于负荷短路等使负荷r1的电阻值变小输出电流Io增大，晶体管tr1的集电极电流增大，集电极电流超过过电流检测电平时，由过电流检测电路6检测过电流状态，过电流保护功能开始动作，按照从过电流检测电路6输出的置位信号，使RS触发电路7置位，晶体管tr1的开关脉冲宽度变小，该晶体管tr1的导通时间变短，在图1 5中，如上所述输出电压Vo降低至A点。
当负荷r1的电阻值变小时，输出电压VO下降到该图所示B点为2.4[V]，这时的反馈电压Vadj为0.6[V]。另外，当输出电压VO进一步下降，反馈电压Vadj低于基准电压Vref2的0.6[V]时，一直是高电平的比较器8的输出变为低电平，振荡频率变更电路10向振荡器3输出指令，变更振荡频率的电压，振荡器3将振荡频率从100[KHz]降低至20[KHz]。
根据这样的动作，发生以下状态，即即使由于通常的过电流保护功动作，开关脉冲宽度缩小，由过电流检测到晶体管tr1关断的延迟时间td决定的开关脉冲宽度变为接近最小值的状态，由于比较器8在B点的输出变化，及开关频率下降，使开关脉冲宽度变宽。
例如，晶体管tr1在通常动作时，根据上述式1按5[V]/12[V]＝41.7[％]的负荷D进行开关，在上述B点当输出电压VO为2.4[V]时，根据上述式1变为20[％]，则开关脉冲宽度从2[μsec]扩大到10[μsec]。因此，与已有技术相比可以将过电流保护动作中上述延迟时间ts的影响减轻到1/5。
因此如图15所示，输出电流Io，从开关频率fs下降开始的B点到下降结束的C点，一直下降到返回正常的过电流点。C点以后，由于振荡频率固定在20[KHz]，则当负荷r1变小时开关脉冲宽度缩小，上述延迟时间td的影响变大，输出电流Io增大。
如上所述，由于从B点到C点使输出电流Io下降，则可极大地抑制该输出电流Io的增加。因此，输出电流Io不会超过上述绝对最大额定值2.5[A]。图中虚线表示上述图13所示过电流保护特性。
另外，仍然强烈希望开关电源的小型化、低成本化。为了小型化、低成本化，有效的办法是使包含上述晶体管tr1的上述开关电源装置集成电路化，并使该集成电路外附的线圈11和电容器C2小型化，为此应使开关频率fs进一步高频率化。可用比较廉价的双极性元件实现上述集成电路，上述开关频率fs可达300[KHz]。
在上述图14所示已有技术中，当Vin＝24[V]VO＝5[V]时，通常控制状态的负荷D根据上式1约为20.8[％]，fs＝300[KHz](开关周期T＝3.33[μsec])，导通时间tON为tON＝T×D＝3.33×0.208＝693[nsec]...(4)因此，短于上述延迟时间td的1[μsec]。
如上述图15的虚线(点划线)所示，在A点检测过电流，即使进行该保护动作，该保护动作也是在晶体管tr1的导通时间tON经过后进行，该过电流保护动作无效，输出电流Io继续增大。当负荷r1加重而且输出电流Io增大，超过晶体管tr1的能力例如3.0[A]时，晶体管tr1的集电极-发射极之间的电压降VCE开始增大，该晶体管tr1的损失加大效率降低，输出电压VO开始下降。这样，在D点的VO＝2.4[V]时，由于上述振荡频率变更电路10的动作，上述开关频率fs下降，进行通常的过电流保护动作，到达上述C点。
也就是，虽然进行了上述点D-C间的短路保护动作，C点以下进行了过电流保护动作，但在点A-D间未进行过电流保护动作。并且，由于上述电压降VCE增大导致晶体管tr1损失增大，则必须扩大该晶体管tr1的安全动作区域(ASO)，存在该晶体管tr1尺寸和成本增加的问题。
为了解决这个问题，(日本)特开2000-245142号公报(
公开日2000年9月8日)提出了另一个已有技术方案。图16表示该已有技术。图16的构成类似于上述图11和图14的构成，在对应的部分附与相同参照符号，省略其说明。应注意的是在该已有技术中，上述图11和图14构成中的振荡频率变更电路10为第2振荡频率变更电路10b，设置响应上述过电流检测电路11使振荡器3的振荡频率下降的第1振荡频率变更电路10a。
上述振荡器3使振荡器频率响应上述第1振荡频率变更电路10a的输出，将第1振荡频率例如从300[KHz]下降到第2振荡频率例如100[KHz]，并且响应第2振荡频率变更电路10b的输出，将上述第2振荡频率100[KHz]下降到第3振荡频率例如20[KHz]。
如图17所示，振荡器3在正常负荷时以fs＝300[KHz]动作，负荷r1加重时，该电阻变小输出电流Io增大，晶体管tr1的集电极电流增大，当在图17的A点集电极电流超过过电流检测电平2[A]时，由过电流检测电路6检测过电流状态，过电流保护动作开始，第1振荡频率变更电路10a转换到fs＝100[KHz]动作。并且，RS触发电路7置位，晶体管tr1的开关脉冲宽度变小，该晶体管tr1的导通时间变短，输出电压VO下降到A点。
负荷r1的电阻值变小时，输出电压VO下降到B点为2.4[V]，这时的反馈电压Vadj为0.6[V]。当输出电压VO再下降，该反馈电压Vadj低于基准电压Vref2的0.6[V]时，第2振荡频率变更电路10b转换到fs＝20[KHz]动作。即使由于该动作产生以下状态，也就是，通常的过电流保护动作使开关脉冲宽度缩小，处于接近由上述延迟时间td决定的开关脉冲宽度的最小值的状态，在B点开关频率再次下降，所以开关脉冲宽度变宽，输出电流Io从开关频率fs下降开始的B点到下降结束的C点，一直下降到返回正常的过电流点2[A]。
C点以后，振荡频率固定在20[KHz]，所以当负荷r1变小时开关脉冲宽度缩小，上述延迟时间td的影响变大输出电流Io增大。然而，由于从上述B点到C点预先使输出电流Io下降，则可大幅度抑制该输出电流Io的增大。这样，输出电流Io不会超过绝对最大额定值例如2.5[A]。图17的虚线是固定在fs＝100[KHz]时的过电流保护特性。
由于不仅在因输出短路等使输出电压Vo下降时，而且在过电流检测时刻都要进行开关频率的降低，则可使正常负荷时的开关频率fs提高到晶体管tr1的动作频率上限300[KHz]，进行外附线圈11和电容器C2的小型化，实现开关电源装置的小型化、低成本化。
上述构成的开关电源装置，在开关频率转换时，为了防止寄生振荡，采用电容器时间常数电路。图18详细表示其形式。图18是表示上述第1振荡频率变更电路10a和第2振荡频率变更电路10b具体构成的电路图。图18中，同时表示作为上述过电流检测电路6的一部分构成的电阻r11和晶体管q11以及振荡器3的恒流电路3a。将来自上述恒流电路3a的输出电流i40供给振荡电路，振荡电路以对应于该电流i40的频率进行振荡。
首先，第1振荡频率变更电路10a具有恒流源f21、电容器C21、晶体管q21～q24、电阻r21、r22。恒流源f21和电容器C21的串联电路介于供给电源电压VS的电源线12和接地线13之间。在上述电源线12、13之间，还连接了电阻r21和晶体管q21的串联电路，以及形成恒定电流i21的晶体管q23和电阻r22和晶体管q22的串联电路。还有与电容器C21并联的上述晶体管q11，该电容器c21的输出电压供给晶体管q21的基极。电阻r21和晶体管q21的连接点与晶体管q22的基极连接。连接成二极管的晶体管q23与晶体管q24构成电流镜电路。
因此，额定负荷时，上述晶体管q11关断，电容器c21由恒流源f21充电，该充电电压使晶体管q21导通，晶体管q22关断，电流i21为0，来自晶体管q24的输出电流i22也为0。另一方面，过电流状态时，晶体管q11导通，电容器c21的充电电荷放电，晶体管q21关断，晶体管q22导通，流过电流i21，从该第1振荡频率变更电路10a向振荡器3的恒流发生电路3a流出输出电流i22。
这里，晶体管q23、q24的发射极面积比为1∶1，并且电源电压VS选为2.6[V]，电阻r22的电阻值选为46[kΩ]。则i22为i22＝i21＝(VS-VBE-VSAT)/r22...(5)式中，VBE是晶体管q23的基极-发射极间电压，例如是0.65[V]。VSAT是晶体管q22导通时的饱和电压，例如是0.1[V]。由上述式5可见，i22＝40[μA]的电流可以流出。
第2振荡频率变更电路10b具有晶体管q31～q34、电阻r31、r32、恒流源f31。恒流源f31将恒定电流i31供给构成差动对的一对晶体管q31、q32的发射极。将上述反馈电压Vadj供给晶体管q31的基极，集电极接地。在晶体管q32的基极，供给由接在上述电源线12、13之间的分压电阻r31、r32形成的基准电压Vref3，例如0.6[V]。晶体管q32的集电极通过连接成二极管的晶体管q33接地。晶体管q33与晶体管q34构成电流镜电路。
晶体管q33、q34的发射极面积比选为1∶3，并且选择i31＝20[μA]。因此，在正常负荷状态下的VO＝5[V]，Vadj＝1.25[V]，Vref3＜Vadj，晶体管q31关断，晶体管q32、q33导通，晶体管q34具有拉出60[Aμ]电流的能力。
恒流发生电路3a具有晶体管q41～q48、二极管d41～d44、恒流源f41。在上述电源线12、13之间，具有恒流源f41和连接成二极管的晶体管q41的串联电路，由该串联电路形成恒流电流i41。晶体管q41与晶体管q42、q43、q44构成电流镜电路，各晶体管q41、q42、q43、q44的发射极面积比为1∶1∶2∶1。
晶体管q42与连接成二极管的晶体管q45、二极管d41、d42一起构成形成上述输出电流i40的串联电路，连接在上述电源线12、13之间。二极管d42和晶体管q42的串联电路与二极管d43和晶体管q43的串联电路并联。在该晶体管q43的集电极流入来自上述第1振荡频率变更电路10a的输出电流i22。
晶体管q44与连接成二极管的晶体管q46串联，连接在电源线12、13之间。另一方面，设置与上述晶体管q45和二极管d41的串联电路并联的晶体管q47和二极管d44的串联电路。晶体管q46和晶体管q47构成电流镜电路，与流过晶体管q44的i44成比例量的电流，通过晶体管q46、q47流入二极管d41的负极侧。晶体管q47的集电极与上述晶体管q34的集电极连接。
上述晶体管q46和晶体管q47的发射极面积比为1∶0.8。由恒流源f1供给晶体管q41的电流i41选为10[μA]。流过晶体管q42、q44的电流i42、i44分别为10[μA]，流过晶体管q43的电流i43为20[μA]，流过晶体管q47的电流i45为8[μA]。流过晶体管q45的电流i46，通过与该晶体管q45构成电流镜电路并且发射极面积比为1∶1的晶体管q48折回，作为上述输出电流i40输出。
在由这样构成的恒流发生电路3a中，正常负荷时，上述晶体管q24关断，i22＝0[μA]。这时，晶体管q34导通，流过晶体管q47的电流i45可由该晶体管q34充分拉出，因此，从晶体管q47通过晶体管q34形成到线路13的分路。这样，i40为i40＝i46＝i42+i43＝30[A]...(6)当检测过电流状态时，晶体管q24导通，供给电流i22。与可通过晶体管q43的电流i43比较，可通过晶体管q24的电流i22较大，因此，该晶体管q43的集电极电位大致为VS-VSAT的高电平，二极管d43关断。这样，i40为i40＝i46＝i42＝10[μA] ...(7)这时，晶体管q34仍导通。
当输出电压VO下降，为上述2.4[V](Vadj＝0.6[V])以下时，晶体管q34关断。因此，流过晶体管q47的电流i45流入二极管d41的负极侧，则i40＝i46＝i42-i45＝2[μA]...(8)这里，设未图示的振荡电路的振荡频率fs，在振荡用电容器的静电容量为Cosc、振荡波形的振幅为Vosc时，可表示为fs＝1/T＝140/2Cosc×Vosc ...(9)若设Cosc＝50[PF]、Vosc＝1[V]，则上述振荡频率fs在i40＝30[μA]时为300[KHz]，在i40＝10[μA]时为100[KHz]，在i40＝2[μA]时为20[KHz]。
在上述第1振荡频率变更电路10a中，从恒流源f21供给的电流i23例如选为1[μA]，电容器c21的静电容量选为150[PF]。晶体管q11的通过电流例如是[μA]级，则晶体管q21的关断动作充分短于fs＝300[KHz]动作时开关周期的约3[μsec]，例如关断动作在大约20[nsec]完成。另一方面，晶体管q21的导通动作仅需要恒流源f21对电容器c21充电到该晶体管q21的导通电压(VBE＝0.65[v])的延迟时间tdf1。该延迟时间tdf1为tdf1＝(c21*VBE)/I13＝(150[μF]*0.65[V]/1[μA]＝101[μsec]...(10)因而，与fs＝100[KHz]动作时的开关周期10[μsec]比较已足够长。因此，在过电流发生时开关频率fs迅速降低，当过电流状态解除时经过相当于100[KHz]动作的10个循环的时间以后晶体管q21关断，自动恢复到fs＝300[KHz]动作。上述恒定电流i23和电容器c21的静电容量等，可对应于上述开关频率fs和所希望的延迟时间tdf1等适当选择。
如上所述，上述开关电源装置中，虽然使外附的线圈11和电容器c2小型化了，但在集成电路内形成的电容器c21必须有一定的静电容量，因此存在芯片尺寸较大的问题。由于第2振荡频率变更电路10b根据由电容器c2平滑化的反馈电压Vadj转换振荡器3的频率，则不再需要用于防止上述寄生振荡的时间常数电路。
发明内容
本发明的目的是提供一种可转换开关频率使外附零件小型化，并可使集成电路本身小型化的开关电源装置。
本发明的开关电源装置为达到上述目的，在检测到过电流时，过电流保护部件使开关脉冲宽度狭窄以限制输出电流。在这样形成的开关电源装置中，用过电流检测部件检测过电流状态时，第1振荡频率降低部件将振荡部件的振荡频率从正常时的第1振荡频率降低至第2振荡频率，并且在检测因输出短路等输出电压降低至所定电平以下时，第2振荡频率降低部件使振荡频率再降低至第3振荡频率。
因此，在第1振荡频率，正常状态的开关脉冲宽度狭窄，虽然不可能因过电流保护动作使开关脉冲宽度更狭窄，但在第2振荡频率，与从检测过电流状态到开关元件关断的延迟时间比较，开关元件的导通期间变长，有效地进行该过电流保护动作，输出电流减少。同样，在第3振荡频率，振荡频率从上述第1振荡频率降到第2振荡频率后，由于过电流保护动作变狭窄的开关脉冲宽度再次变宽，则可使上述延迟时间的影响较小。这样，可以防止由于上述延迟时间的影响导致的输出电流的增大。
来自上述过电流检测部件的过电流检测输出，通过进行比上述延迟时间更长期间锁存的锁存部件，供给第1振荡频率降低部件，则即使以上述第1振荡频率输出开关脉冲，也能维持过电流检测输出，振荡部件的振荡频率确实降低。然后，振荡部件的振荡频率恢复到第1振荡频率，过电流状态解除，由输出级的电容器平滑化的输出电压恢复到正常电压，可不再需要用于防止寄生振荡的时间常数电路。因此，不仅是外附零件，而且集成电路本身的芯片尺寸也可以小型化。
本发明的开关电源装置，按照输入电压设定用于使上述第2振荡频率降低部件的振荡频率降低至第3振荡频率的输出电压电平。
因此，输入电压大时从较高的输出电压降低振荡频率，输入电压小时从较低的输出电压降低振荡频率，可以改善短路时电流值明显的降低·增加特性。
本发明的开关电源装置，与上述第2振荡频率降低部件相关，设置根据输入电压和输出电压变化振荡频率的调整部件。
因此，当输入电压比输出电压大时脉冲宽度变短，所以特别需要降低振荡频率，但当输出电压大时，降低振荡频率将使负荷电流过小，希望不降低振荡频率，为了适应这种情况，可以适当地设定振荡频率。
本发明的开关电源装置，与上述第1振荡频率降低部件相关，设置在起动时禁止该第1振荡频率降低部件的振荡频率变更动作的延迟部件。
因此，可以避免由于设置在开关电源装置的大容量。低串联等效电阻的输出电容器起动时的涌流产生的不希望的过电流保护动作，能够供给充分的负荷电流。
本发明的开关电源装置，与上述第1振荡频率降低部件相关，在上述锁存部件和该第1振荡频率降低部件之间，设置保持由上述锁存部件产生的过电流检测输出的保持部件。
因此，过电流保护动作对开关元件进行关断驱动，即使暂时未检测过电流，也能保持降低振荡频率，使开关脉冲的脉冲宽度和周期稳定。
本发明的开关电源装置，与上述锁存部件相关，设置对复位信号进行分频的分频部件。
因此，可使过电流状态的开关频率不是稳定在振荡频率上而是稳定在复位信号频率上。
本发明的其他目的、特征和优点可从以下的记载充分理解。本发明的长处也可在参照附图的以下说明中更加清楚。
图1是表示本发明一个实施例的开关电源装置的电构成的方框图。
图2是说明图1所示开关电源装置动作的波形图。
图3是表示图1所示开关电源装置的振荡频率变更电路和基准电压源的具体构成的电路图。
图4是表示图1所示开关电源装置过电流状态的线圈电流的波形图。
图5是表示图1所示开关电源装置动作特性的曲线图。
图6是表示本发明另一个实施例的开关电源装置的电构成的方框图。
图7是表示图6所示开关电源装置的差动放大器具体构成的电路图。
图8是表示本发明另一个实施例的开关电源装置的从RS触发电路的输出级到振荡频率变更电路的输入级的构成的电路图。
图9是表示本发明另一个实施例的开关电源装置的分频电路构成的方框图。
图10是说明上述分频电路动作的波形图。
图11是表示典型的已有技术的开关电源装置的电构成的方框图。
图12是说明图11所示开关电源装置动作的波形图。
图13是表示图11所示开关电源装置动作特性的曲线图。
图14是表示另一个已有技术的开关电源装置的电构成的方框图。
图15是表示图14所示开关电源装置动作特性的曲线图。
图16是表示另一个已有技术的开关电源装置的电构成的方框图。
图17是表示图16所示开关电源装置动作特性的曲线图。
图18是表示图16所示开关电源装置的第1振荡频率变更电路和第2振荡频率变更电路的具体构成的电路图。
具体实施例方式
以下，参照图1～图5说明本发明的一个实施例。
图1是表示本发明一个实施例的开关电源装置的电构成的方框图。本例的开关电源装置是间断型，除了后述的线圈L1和平滑用电容器C1、C2之外，已经集成电路化。但是，二极管D1和电阻R1·R2尚未集成电路化的还很多。
该开关电源装置，如图1所示，例如具有开关25[V]输入电压Vin的NPN形双极晶体管Tr1。在从输入端子到上述晶体管Tr1的集电极的电源线上，串联接入过电流检测电路11，在该过电流检测电路11的前级，设置使脉动电流平滑化的电容器C1。
上述过电流检测电路11具有例如在从输入端子到上述晶体管Tr1的集电极的电源线上串联连接并进行电流-电压变换的检测电阻；输入该检测电阻的端子间电压的差动放大器。当在晶体管Tr1的集电极-发射极间流过的电流超过电流检测电平ICL时，检测过电流状态，并将其作为置位信号输出到后述的锁存部件RS触发电路12。
在晶体管Tr1的发射极，串联连接线圈L1。在该线圈L1的上述发射极侧的一端连接二极管D1的负极，二极管D1的正极接地。线圈L1的另一端与输出平滑用电容器C2的一端连接，通过串联连接的电阻R1·R2接地。线圈L1的上述另一端，通过与电阻R1·R2并联设置的负荷RL接地。上述电容器C2，其另一端接地。电阻R1·R2，其电阻值例如分别是3[KΩ]和1[KΩ]，将输出电压VO分压为1/4。
由输入级的电容器C1平滑化的输入电压Vin通过晶体管Tr1进行开关，在晶体管Tr1导通期间，由该晶体管Tr1的发射极的电压Vout对线圈L1、电容器C2和负荷RL供给能量。在晶体管Tr1关断期间，线圈L1存贮的能量，由二极管D1回流供给负荷RL。
上述电阻R1和电阻R2连接点的电压，作为反馈电压Vadj供给差动放大器13的反相输入。在该差动放大器13的正相输入，例如当上述电阻R1·R2的分压比是上述1/4、输出电压VO是5[V]时，连接产生1.25[V]基准电压Vref1的基准电压源14。差动放大器13输出根据由电阻R1·R2对输出电压VO进行分压得到的反馈电压Vadj和上述基准电压Vref1之差的电压Vth。上述差动放大器13的输出，连接比较器15的正相输入。在比较器15的反相输入，连接振荡器16。
比较器15将差动放大器13的输出电压Vth作为临界电平，对来自振荡器16的三角形波和该电压Vth进行比较，当三角形波的电平低于差动放大器13的输出电压Vth时输出高电平，当三角形波的电平高于差动放大器13的输出电压时输出低电平。也就是，比较器15输出使晶体管Tr1导通/关断的PWM信号。
上述比较器15的输出连接上述驱动电路17。驱动电路17是根据来自比较器15的PWM信号，对晶体管Tr1进行导通/关断驱动的电路。RS触发电路12由来自过电流检测电路11的置位信号置位，由来自振荡器16的复位信号复位，一旦进行置位，不管上述PWM信号如何，就都进行关断晶体管Tr1的动作。
输出电压VO的控制，根据由上述电阻R1·R2的电阻值分割该输出电压VO得到的反馈电压Vadj和来自基准电压源14的基准电压Vref1来进行。首先，利用差动放大器13，输出两电压之差的电压，由比较器15对该电压和从振荡器16输出的三角形波进行比较。从比较器15输出与差动放大器13的输出电平相应的脉冲宽度的PWM信号。
然后，该PWM信号供给驱动电路17时，按照PWM信号的负荷D，该驱动电路17控制晶体管Tr1的导通/关断。因此，输出电压VO被控制在由上述基准电压Vref1和电阻R1·R2的分压比决定的一定电压(5[V])。
上述振荡器16产生三角形波，并产生供给RS触发电路12的复位端的复位信号。RS触发电路12响应来自上述过电流检测电路11的置位信号，将关断晶体管Tr1的信号传送到驱动晶体管Tr1基极的驱动电路17，该传送一直持续到上述复位信号输入为止。
振荡器16是使上述三角形波的振荡频率响应振荡频率变更电路18的输出，分别从第1振荡频率的例如300[KHz]降低至第2振荡频率的例如150[KHz]，再降低至第3振荡频率的例如30[KHz]。上述第3振荡频率在可听范围以外，选为最低频率。上述第2振荡频率按后述方法选择。
本发明中应注意的是上述振荡频率变更电路18响应来自上述RS触发电路12的输出，将振荡器16的振荡频率从上述300[KHz]降低至150[KHz]，当上述RS触发电路12置位期间，使振荡频率降低至上述150[KHz]，而且上述反馈电压Vadj低于基准电压源19的基准电压Vrdf2的例如0.5[V]时，再从上述150[KHz]降低至30[KHz]。
上述RS触发电路12，置位端子S连接上述过电流检测电路11，复位端子R连接上述振荡器16的复位信号输出端子，反相输出端子/Q连接上述振荡频率变更电路18和比较器15的输出端子。该RS触发电路12，在置位端子S输入高电平时使反相输出端子/Q为低电平，则可将该状态维持到在复位端子R输入高电平。并且，RS触发电路12，在复位端子R输入高电平时使反相输出端子/Q为高电平，则可一直维持到在置位端子S输入高电平。当置位端子S和复位端子R同时为高电平时，反相输出端子/Q为低电平。
当反馈电压Vadj为0.5[V]时的输出电压VO为下式VO＝0.5[V]×(R1+R2)/R2＝2.0[V]...(11)也就是，当输出电压VO低于上述2[V]时，振荡器16的振荡频率降低至最低的30[KHz]。
在该开关电源装置内部的上述各电路，将根据上述输入电压Vin由内部恒压电路20形成的恒定电压VS提供为电源电压。
图2是说明上述开关电源装置动作的波形图。图2表示开关频率fs从上述300[KHz]转换到150[KHz]的状态。图中，IL表示线圈L1的电流，Vosc表示振荡器16的输出波形，C-Tr表示晶体管Tr1的导通/关断动作。图2中，输入电压Vin＝25[V]，输出电压VO＝5[V]，过电流检测电平ICL＝2[A]，负荷电阻RL＝2[Ω]，当VO/RL＝2.5[A]时为过电流状态。并将该状态作为由图2的最初脉冲检测的状态。
图中，如Vosc所示，振荡器16的振荡频率降低，同时，图中如IL所示的线圈电流也降低，最终为过电流检测电平ICL以下。图中，如C-Tr所示，当最初振荡器16的输出电平为差动放大器13的输出电压Vth以下时，晶体管Tr1导通。这时的开关周期是1/300[KHz]＝3.33[μsec]，1周期的晶体管Tr1的脉冲宽度为；3.33[μsec]×VO/Vin＝666[nsec]...(12)这时，过电流检测通路的延迟时间td(l[μsec])＞开关脉冲宽度。
当由上述最初脉冲检测过电流时，在RS触发电路12由来自振荡器16的三角形波的峰值复位的时刻，晶体管Tr1导通，开关周期向与应当降低的开关频率150[KHz]对应的6.66[μsec]扩展。脉冲宽度为1.33[μsec]时，td＜开关脉冲宽度，可由上述过电流检测电路11和RS触发电路12进行过电流保护动作。
也就是，在①期间，在晶体管Tr1导通的同时，过电流检测电路11检测过电流，进行使RS触发电路12置位的动作以及在延迟时间td经过后使晶体管Tr1关断的动作。该动作仍然是高频，由于晶体管Tr1的脉冲宽度＜延迟时间td，虽然不能使上述脉冲宽度变小，但因RS触发电路12置位时振荡频率降低(图2中，Vosc表示的振荡器波形的倾斜缓慢)，则晶体管Tr1的关断期间变长。
在②期间，由于晶体管Tr1的关断期间变长，则晶体管Tr1的负荷变小，输出电压VO降低，差动放大器13的输出电压Vth增大，当Vth＞振荡器波形时晶体管Tr1导通。
在③期间，差动放大器13的输出电压Vth进一步增大，当大于振荡器16输出电压的最大值时，这时的开关动作是以振荡器输出的极大值输出的复位信号输入到RS触发电路12时晶体管Tr1导通，过电流检测电路11检测过电流，输出的复位信号输入到RS触发电路12时晶体管Tr1在延迟时间td后完成关断动作。此时的开关频率低于通常状态的频率，当设定该变低的开关频率为上述的150[KHz]时，VO＝Vin×1[μs]×150[KHz]＝3.75[V]...(13)输出电压VO和输出电流IO一起降低。
图2中，用虚线表示未进行开关频率转换时的波形。在未进行开关频率转换的情况下，在过电流状态，与晶体管Tr1导通的同时检测过电流，虽然在延迟时间td后进行关断动作，但由于晶体管Tr1的通常导通时间是上述的666ns，不可能使开关脉冲宽度变小，则输出电压VO不降低，线圈电流IL也不降低。当负荷电阻RL进一步变小时，负荷电流IO增大，晶体管Tr1可能被损坏。
图3是表示上述振荡频率变更电路18和基准电压源19的具体构成的电路图。上述振荡器16根据从该振荡频率变更电路18输出的偏流IBIAS，变化上述振荡频率。振荡频率变更电路18具有将上述RS触发电路12的反相输出/Q供给基极并进行导通/关断动作的NPN晶体管Q1；将上述反馈电压Vadj供给基极并进行导通/关断动作的PNP晶体管Q2；与上述晶体管Q2一起作为比较器动作的PNP晶体管Q3、Q4和NPN晶体管Q5、Q6；输出用NPN晶体管Q7、Q8；恒流源F1、F2；反向电流防止用二极管D11。
晶体管Q3、Q4的各发射极共同连接上述恒流源F1，在各基极共同供给上述基准电压Vref2，各集电极分别连接晶体管Q5、Q6的集电极。晶体管Q5、Q6的基极共同连接晶体管Q6的集电极构成电流镜电路，发射极共同接地。上述晶体管Q2与晶体管Q3、Q4并联，发射极连接上述恒流源F1，集电极接地。晶体管Q1使流向晶体管Q6的集电极电流分路。晶体管Q3的集电极电流也供给与晶体管Q5并联的晶体管Q7，流过该晶体管Q7的电流由构成电流镜电路的晶体管Q8折回，从恒流源F2拉出。来自该恒流源F2的电流与流过晶体管Q8的电流的差分，通过二极D11作为上述振荡器16的偏流IBIAS。
在正常状态，Bsdj＞Vref2，晶体管Q3、Q4流过电流。当RS触发电路12的反相输出/Q为高电平时，晶体管Q1导通，从晶体管Q4流向晶体管Q6的电流被分路。因此，晶体管Q6、Q5的基极电流为0，流过该晶体管Q6、Q5的电流也为0，来自上述恒流源F2的电流，全部流过晶体管Q7、Q8，上述偏流IBIAS为0。
反之，过电流状态时，RS触发电路12的反相输出/Q为低电平，晶体管Q1关断。因此，晶体管Q6、Q5流过电流，晶体管Q3集电极电流的一部分流过晶体管Q7以及Q8，所以晶体管Q8的集电极电流比起正常状态更加受到限制，由上述恒流源F2的一部分电流供给上述偏流IBIAS。在输出电压VO为上述2.0[V]以下的短路状态时，晶体管Q2导通。因此，流过晶体管Q3、Q4以及晶体管Q5、Q6的电流被分流，流过晶体管Q7、Q8的电流进一步减少，上述偏流IBIAS变为最多。
通过变化偏流IBIAS，可以变化上述振荡频率。也可以直接向检测短路的晶体管Q2供给输出电压VO，而不是供给上述反馈电压Vadj。
当上述第1振荡频率为300[KHz]，上述偏流IBIAS为0，因此可用振荡器16的晶体管发射极面积比等，将上述振荡器16的振荡频率调整为该第1振荡频率。对于上述第2和第3振荡频率，通过调整晶体管Q3～Q6的发射极面积比和恒流源F1、F2的电流值，调整为这些振荡频率。例如，当设定上述第2振荡频率为上述150[KHz]时，晶体管Q3、Q4的面积比选为3∶1，晶体管Q5、Q6的面积比选为1∶1。
这里，说明上述第2振荡频率的选择方法。过电流保护功能动作，也就是为了满足开关脉冲宽度长于过电流检测通路的延迟时间td，可以如上所述使开关频率fs变低。但是，当开关频率^降低时，在过电流保护动作时，特别是输出电压VO在较高状态，负荷电流IO变小。因此，即使输出电压VO高于所定电压，也必须使上述第2振荡频率为可以抑制负荷电流IO急剧降低的频率。
图4表示过电流状态的线圈电流IL。在过电流状态，如上所述，晶体管Tr1在振荡器16的振荡频率导通或者通过复位信号输入到RS触发电路12导通。在过电流状态，晶体管Tr1在达到过电流检测电平ICL时关断。图4中，线圈电流IL的正斜率为(Vin-VO)/L，负斜率为-VO/L，不取决于开关频率fs，是一定的。当斜率相同开关频率fs变低时，与线圈电流IL的平均值相等的负荷电流值(图4的虚线)，按照开关频率fs变低的程度降低。
例如，Vin＝12[V]、VO＝5[V]、L＝10[μH]、ICL＝2[A]时，由于过电流状态的脉动电流ΔIL、负荷电流IO为ΔIL＝VO/L×VO/Vin/fs...(14)
IO＝ICL-ΔIL/2 ...(15)如图4所示，fs＝300[KHz]的负荷电流IO约为1.65[A]，当降低至fs＝100[KHz]时，负荷电流IO降低至约1[A]。
图5表示这时的输出电压VO-输出电流IO的特性。作为开关电源，在由于上升时的电容器涌流和短时间的输出异常输出电流IO超过2[A]的情况下，当从异常状态恢复时，希望输出电压VO返回原状。在设定正常负荷的负荷电流为1.5[A]时，fs＝300[KHz]的上述过电流状态的负荷电流约为1.65[A]，即使输出电压VO降低，若过电流状态解除，则返回到正常负荷的动作点D，为5[V]输出。当fs＝100[KHz]，一旦执行过电流保护，则在动作点E实现过电流保护。
也就是，上述脉动电流ΔIL如上式14所示与输出电压VO的平方成正比，则当该输出电压VO高时，使开关频率很低，将导致负荷电流IO降低，这是不好的。因此，输出电压VO超过所定电压，也就是将Vadj＞Vref2时的上述第2振荡频率，选为上述过电流状态的负荷电流大于正常负荷的负荷电流的频率。
下面，说明基准电压源19。基准电压源19由分压输入电压Vin并作为上边基准电压Vref2输出的电阻R3·R4构成。例如，选为R3＝19[KΩ]、R4＝1[KΩ]。因此，将输入电压Vin分压为1/20，当Vin＝10[V]时，Vref2＝0.5[V]；当Vin＝20[V]时，Vref2＝1[V]。这样，可按照输入电压Vin设定上述基准电压Vref2。
至此已说明的开关电源装置的输出电压VO-输出电流IO的动作特性，类似于上述图17，在上述图17所示动作特性中，C点的电流值在输入电压Vin降低、输出电压VO升高时，随着开关频率fs降低而变小，开关电源装置难以从过电流保护状态恢复到通常状态。另外，B点的电流值，在输入电压Vin升高、输出电压VO降低时，当开关频率fs升高时变得非常大，这是不理想的。
例如，设定Vref2＝1.25[V]、VO＝5[V]、R3＝1[KΩ]、R4＝3[KΩ]、L1＝30[μH]、ICL＝2[A]、第2振荡频率为150[KHz]、第3振荡频率为30[KHz]。这里，当Vref2＝1.0[V]固定时，VO＝4[V]，C点的电流值，从上述式14、15可见，Vin＝10[V]时IO＝1.1[A]、Vin＝20[V]时IO＝1.6[A]。并且，B点的电流值，Vin＝10[V]时IO＝1.8[A]，Vin＝20[V]时IO＝1.9[A]。
当Vref2＝1.0[V]固定时，在Vin＝10[V]的输入电压Vin较低的情况下，C点电流值变小是不理想的。
当使Vref2＝0.5[V]固定时，VO＝2[V]，Vin＝10[V]时C点的电流值为IO＝1.8[A]，没有问题，但B点的电流值在Vin＝20[V]时设定过电流保护的延迟时间为1[μsec]，则输入电力＝20[V]×1[μsec]×150[KHz]×IO＝3[V]×IO ...(16)输出电力＝2[V]×IO ...(17)输入电力＞输出电力，B点电流值极大。
本发明中，利用输入电压Vin形成基准电压Vref2，由于输入电压Vin大时C点电流值难于变小而设定较高的基准电压Vref2，从较高的输出电压VO降低频率；由于输入电压Vin小时B点电流值难于变大而设定较低的基准电压Vref2，从较低的输出电压VO降低频率，改善了C点电流值降低和B点电流值增加的特性。
本发明的开关电源装置中，振荡频率变更电路18不是如上述图16等所示已有开关电源装置那样，响应过电流检测电路11的输出，降低振荡器16的振荡频率，而是响应作为由来自该过电流检测电路11的置位信号置位的锁存部件的RS触发电路12的输出，降低振荡器16的振荡频率，对由过电流检测通路产生的延迟时间td进行超过时间保持。
因此，即使以第1振荡频率输出开关脉冲，也能维持过电流检测输出，振荡器16的振荡频率可靠地降低。上述RS触发电路12虽然在来自振荡器16的三角形波的每个峰值复位，但振荡器16的振荡频率能恢复到正常时的振荡频率，是由于图2所示差动放大器13的输出电压Vth为上述三角形波的电平以下。这里，为了使输出电压Vth在上述三角形波的电平以下，分压由平滑用电容器C2平滑的输出电压VO的反馈电压Vadj必须略等于基准电压Vref1。因此，振荡器16的振荡频率能恢复到正常时的振荡频率，是由于因过电流下降的输出电压VO恢复到5[V]的正常电压。
其结果是在振荡频率变更电路18中，从图3所示电路图可见，可以不需要用于防止从过电流状态解除到恢复正常动作的寄生振荡的时间常数电路。这样，由于使用上述300[KHz]高频而外附的线圈L1和电容器C2的小型化不仅是可能的，而且集成电路本身的芯片尺寸也可以小型化。
上述第2振荡频率作为这样一种电平，即，不仅满足了开关脉冲宽度比过电流检测通路的延迟时间td长的条件，而且即使开关频率fs较低，特别是在输出电压VO较高的状态下，负荷电流IO不会大幅度减小。因此，如上述所示，即使输出电压VO高于所定电压，也可以抑制负荷电流IO的急剧降低。
基准电压源19，形成了分压输入电压Vin并用于短路检测的基准电压Vref2。因此，当输入电压Vin大时从较高的输出电压VO降低振荡频率，当输入电压Vin小时从较低的输出电压VO降低振荡频率，可以改善短路时电流值显著降低·增加的特性。
以下，参照图6和图7说明本发明的其他实施例。
图6是表示本发明另一个实施例的开关电源装置的电构成方框图。该开关电源装置类似上述图1所示开关电源装置，在对应部分附与相同参照符号，省略其说明。
应注意的是该开关电源装置中，为了根据不仅是输入电压Vin也按照输出电压VO变化振荡频率，与上述振荡频率变更电路18相关，设置了调整电路21。该调整电路21大致具有分压输入电压Vin的电阻R11、R12；按照其分压值Va和输入电压VO形成电压Vb的差动放大器22。
图7是表示上述差动放大器22具体构成的电路图。上述差动放大器具有构成差动对的PNP晶体管Q11、Q12；构成电流镜电路的NPN晶体管Q13、Q14；输出用晶体管Q15；恒流源F11。
在上述晶体管Q11的基极输入由电阻R11·R12分压上述输入电压Vin后得出的分压值Va，在晶体管Q12的基极输入上述输出电压VO，在发射极共同供给来自恒流源F11的电流。晶体管Q11的集电极通过晶体管Q13接地。晶体管Q12的集电极连接晶体管Q14的集电极和基极，并与晶体管Q13的基极连接。晶体管Q13的集电极连接晶体管Q15的基极，晶体管Q15的集电极连接上述图3所示振荡频率变更电路18的晶体管Q6集电极侧的P点。
例如，设定电阻R11＝6[KΩ]、电阻R12＝4[KΩ]、恒流源F11＝10[μA]、图3的恒流源F2＝27[μA]、恒流源F1＝54[μA]、晶体管Q3和Q4的发射极比为5∶4，通常状态的振荡频率为300[KHz]，并设定线圈L1＝30[μH]、过电流检测电平ICL＝2[A]、延迟时间td＝1[μsec]。这时，利用Vin＝20[V]、VO＝2[V]的条件检测过电流时，来自恒流源F11的电流从晶体管Q12流到晶体管Q14侧，晶体管Q13的集电极电位，也就是晶体管Q15的基极电位变低，该晶体管Q15关断。
这时，图3中，晶体管Q3流过30[μA](＝54[μA]×5/9)，晶体管Q5流过24[μA]、晶体管Q7流过6[μA]。因此，偏流IBIAS为21[μA]，振荡频率为90[KHz]。这时，开关脉冲宽度是VO/Vin/90[KHz]＝1.1[μsec] ...(18)可以满足开关脉冲宽度长于过电流检测通路延迟时间td的上述条件。
但是，即使设定振荡频率例如为100[KHz]，以Vin＝10[V]、VO＝5[V]的条件使用原构成时，从上述式14、15可见，IO＝1.2[A]，负荷电流也不可能变大。因此，调整电路21检测输入电压Vin和输出电压VO，恰当决定过电流检测时的开关频率。
当以Vin＝10[V]、VO＝5[V]的条件检测过电流时，来自恒流源F11的电流流到晶体管Q11，作为晶体管Q15的基极电流，该晶体管15导通。这时，晶体管Q4的电流全部流过晶体管15。因此，晶体管Q7的集电极电流为30[μA]，二极管D11不流过电流。这时的振荡频率仍为300[KHz]，但由于开关脉冲宽度是1.6[μsec]，满足上述条件，则过电流保护功能动作。根据上述式14、15，IO＝1.86[A]，负荷电流不会变小。
这样，由于输入电压Vin大于输出电压VO时脉冲宽度变短，则必须降低振荡频率。与此相反，当输出电压VO大时希望不降低振荡频率。调整电路21不仅根据输入电压Vin，也按照输出电压VO，可以更恰当地设定振荡频率。
该开关电源装置中，应注意的是设有禁止在起动时振荡频率变更电路18的变更动作的延迟电路23。开关电源装置中，电容器C2中常使用大容量·低串联等效电阻的输出电容器(容量10～2200[μF]、串联等效电阻0.001～0.1[Ω])，则起动时，由于上述输出电容器充电的涌流，经常引起过电流检测动作。过电流保护动作导致开关频率降低时，如上述那样负荷电流值将下降。因此，利用上述延迟电路23禁止振荡频率的变更动作，避免了不希望的过电流保护动作。
上述延迟电路23将由上述内部恒压电路20产生的恒定电压VS作为电源，具有供给恒定电流的恒流源F21；由上述恒流源F21的恒定电流充电的电容器C21；基准电压源24；对上述电容器C21的充电电压和来自上述基准电压源24的基准电压进行比较的比较器25；将上述比较器25的输出供给上述图3的振荡频率变更电路18的P点的输出晶体管Q21。
电源投入后，当由恒流源F21的恒定电流充电的电容器C21的充电电压在基准电压源24的基准电压以下期间，比较器25使输出晶体管Q21导通，由该输出晶体管Q21将振荡频率变更电路18的晶体管Q4的电流全部分路，晶体管Q6不动作，禁止振荡频率降低。电容器C21被充电时，当充电电压大于基准电压源24的基准电压时，比较器25使输出晶体管Q21关断，允许振荡频率降低。
例如，设定恒流源F21的电流为10[μA]、电容器C21的静电容量为1[μF]、基准电压源24的基准电压为2[V]时，则电容器C21的充电电压VC为Vc＝10[μA]÷1[μF]×t...(19)在t＝0.2(sec)后，超过上述2[V]。因此，从电源投入到上述0.2[sec]起动时，响应过电流检测的开关频率降低不会发生，解决了上述起动时的问题。
以下根据图8说明本发明的另一实施例。
图8是表示本发明另一实施例的开关电源装置中从RS触发电路12的输出级到振荡频率变更电路18的输入级的构成的电路图。RS触发电路12的输出级具有以由上述内部恒压电路20形成的恒定电压VS为电源电压，在电源线之间连接负载电阻31和输出晶体管Q31的串联电路；其中，输出晶体管Q31的集电极电压供给上述振荡频率变更电路18的输入级晶体管Q1的基极。本实施例中，在该晶体管Q31的集电极-发射极之间，也就是晶体管Q1的基极-发射极之间，设置保持部件电容器C31，即使过电流检测电路11暂时未检测过电流，也继续使振荡频率变更电路18动作。
上述RS触发电路12中，正常时晶体管Q31关断，如前所述，晶体管Q1导通。反之，过电流时，晶体管Q31导通，晶体管Q1关断。这时，晶体管Q31导通时，电容器C31的电荷放电，即使未检测出过电流而且晶体管Q31关断，也需要电容器C31的充电电压使得晶体管Q1导通所规定的延迟时间。因此，即使暂时未检测出过电流，振荡频率变更电路18也不会立即使振荡器16恢复到正常的振荡频率，可仍然保持降低振荡频率。
另外，振荡频率变更电路18由来自过电流检测电路11的置位信号置位时，晶体管Tr1关断，降低振荡器16的振荡频率，但晶体管Tr1关断期间过电流检测电路11不进行检测，因此，当由来自振荡器16的复位信号复位时，振荡器16的振荡频率恢复到正常时的频率。因此，如上述图2的Vosc所示，振荡频率不固定，图2的C-Tr所示输出电压波形的脉冲宽度和周期不固定，则输出电压VO具有不稳定的可能性。
通过利用上述电容器C31保持降低振荡频率，可以提高输出电压VO的稳定性。
例如，当设定负载电阻R31＝80[KΩ]、电容器C31＝80[PF]、晶体管Q1导通时基极-发射极间电压＝0.6[V]、Vs＝1[V]时，从未检测过电流到实际上振荡频率恢复，经过时间为-80[PF]×80[KΩ]×1n(1-0.6÷1)＝5.9[μsec] (20)因此，可得到稳定的波形。这里，虽然在集成电路内追加了电容器C31，但与上述已有技术的电容器C21的150[PF]比较，静电容量可大幅度减小，实现上述芯片尺寸的缩小化。
以下根据图9和图10说明本发明的另一个实施例。
图9是表示本发明另一实施例的开关电源装置的分频电路41构成的方框图。该分频电路41插入在从上述振荡器16到RS触发电路12的复位信号通路中。该分频电路41由在RS触发电路42中追加AND门电路G而构成。其他构成与上述图1的构成一样。
来自上述振荡器16的复位信号输入到RS触发电路42的置位端子S并供给AND门电路的一个输入，在AND门电路G的另一个输入供给来自RS触发电路42的输出端子Q的输出，将该AND门电路G的输出作为分频的复位信号供给上述RS触发电路12，并反馈到上述RS触发电路42的复位端子R。
图10是用于说明分频电路41的动作的波形图。图10中，S1是来自上述振荡器16的复位信号，该复位信号输入到具有延迟时间的RS触发电路42的置位端子S，该RS触发电路42，如图10中S2所示，在例如500[nsec]后使输出端子Q为高电平，直到在复位端子R输入高电平信号为止，继续从输出端子Q输出高电平。
AND门电路G，如图10中S3所示，由于下一个复位信号的输入而输出高电平，RS触发电路42在上述500[nsec]后使输出端子Q为低电平。这样，比较图10的S1和S3可见，来自上述振荡器16的复位信号被分频为1/2。
在上述图1的构成中，从振荡器16向RS触发电路12输出的复位信号的频率，与振荡器16的振荡频率相同，另一方面，通过使用该分频电路42，可设定在上述的1/2。如上所述，在正常状态下以振荡器16的振荡频率进行开关，与此相反，在过电流状态，开关频率不是依存于振荡频率，而是依存于复位信号的频率。
因此，通过将复位信号的频率分频为振荡频率的1/2，则在过电流状态开关关断期间变为2倍，等效于开关频率降低。例如，开关导通时间比开关关断期间足够短时，可使开关频率为正常时的1/2。
如上所述，本发明的开关电源装置，响应来自振荡部件(振荡器16)的振荡信号，通过开关元件(晶体管Tr1)开关输入直流电压，可得到所希望电平的电压输出，当用过电流检测部件(过电流检测电路11)检测输出电流大于预定值时，过电流保护部件(RS触发电路12)缩小开关脉冲宽度，限制上述输出电流，在这样形成的开关电源装置具有在比来自上述过电流检测部件的过电流检测通过上述过电流保护部件实现保护动作为止的延迟时间更长期间锁存的锁存部件(RS触发电路12)；响应上述锁存部件的输出，将上述振荡部件的振荡频率从正常时的第1振荡频率降低至低于该第1振荡频率且比上述延迟时间有更长周期的第2振荡频率的第1振荡频率降低部件(振荡频率变更电路)；检测预定电平的输出电压的降低，将上述振荡部件的振荡频率降低至比上述第2振荡频率更低的第3振荡频率的第2振荡频率降低部件(振荡频率变更电路)。
根据上述构成，当过电流保护部件动作开始时，由过电流检测部件检测过电流状态，第1振荡频率降低部件将振荡部件的振荡频率从正常时的第1振荡频率降低至第2振荡频率。上述第2振荡频率形成比由过电流保护部件实现保护动作的延迟时间更长的周期。
因此，在第1振荡频率，正常状态的开关脉冲宽度狭窄，虽然不可能因过电流保护动作使开关脉冲宽度更狭窄，但在第2振荡频率，与从检测过电流状态到开关元件关断的延迟时间比较，开关元件的导通期间变长，则能有效地进行该过电流保护动作，减少输出电流。
同样，当检测因输出短路等输出电压降低至所定电平以下时，第2振荡频率降低部件将振荡部件的振荡频率进一步降低至第3振荡频率。这样，在振荡频率从第1振荡频率降低至第2振荡频率之后，因过电流保护动作变窄的开关脉冲宽度再次变宽，可以减小上述延迟时间的影响。可以防止因上述延迟时间的影响造成的输出电流的增大。
因而，可以使上述第1振荡频率与上述延迟时间无关来提高到例如开关晶体管动作频率的上限附近，相对于集成电路化的振荡部件和电流保护部件等，可以将其外附的线圈和电容器等小型化，实现开关电源装置进一步小型化、低成本化。
将上述过电流检测部件的过电流检测输出，通过在比上述延迟时间更长期间进行锁存的锁存部件，供给第1振荡频率降低部件，则即使以上述第1振荡频率输出开关脉冲，过电流检测输出也可维持，振荡部件的振荡频率将可靠地降低。然后，振荡部件的振荡频率恢复到第1振荡频率，过电流状态解除，由输出级的电容器平滑的输出电压恢复到正常电压，可不需要用于防止寄生振荡的时间常数电路。这样，不仅是外附零件，集成电路本身的芯片尺寸也可小型化。
本发明的开关电源装置中，上述预先确定电平的输出电压，也可根据输入电压设定。
根据上述构成，当输入电压较大时从较高的输出电压降低振荡频率，当输入电压较小时从较低的输出电压降低振荡频率，则可改善短路时电流值显著降低·增加的特性。
本发明的开关电源装置，可以设置调整部件(调整电路21)，与上述第2振荡频率降低部件相关，根据输入电压和输出电压变化振荡频率。
根据上述构成，当输入电压比输出电压大时负载较小，则为了进行有效的过电流保护动作，应使开关元件的导通期间较长，必须使第2振荡频率较低，反之，当输出电压大时，使振荡频率较低则负荷电流过小，由于希望不使振荡频率较低，与此相对应，不仅是根据输入电压，也可以根据输出电压设定振荡频率。
因此，可以更恰当地设定振荡频率。
本发明的开关电源装置，与上述第1振荡频率降低部件相关，可以设置禁止在起动时该第1振荡频率降低部件的振荡频率变更动作的延迟部件(延迟电路23)。
根据上述构成，由于在开关电源装置中经常使用输出平滑用的大容量、低串联等效电阻的输出电容器C2，起动时常因该输出电容器的充电涌流而使过电流检测动作，这时由于过电流保护动作，开关频率降低，负荷电流值降低，仅较低的电流才可流过，利用上述延迟部件禁止了振荡频率的变更动作。
因此，避免了起动时的不希望的过电流保护动作，可以供给充分的负荷电流。
本发明的开关电源装置，与上述第1振荡频率降低部件相关，在上述锁存部件和该第1振荡频率降低部件之间，设置保持上述锁存部件的过电流检测输出的保持部件(电容器C31)。
根据上述构成，当过电流保护动作对开关元件进行关断驱动时，上述过电流检测部件没有检测过电流状态，则第1振荡频率降低部件要使振荡频率恢复到正常时频率，同时，保持部件保持过电流检测输出，这样，即使暂时未检测过电流，也能保持降低振荡频率。
因此，可以使开关脉冲的脉冲宽度和周期稳定。
本发明的开关电源装置，与上述锁存部件相关，也可以设置对复位信号进行分频的分频部件(分频电路41)。
根据上述构成，通常，上述锁存部件在每个开关脉冲复位，与此同时，通过分频复位信号，使过电流状态的开关频率不是稳定在振荡频率而是稳定在复位信号频率。
发明详细说明中的具体实施例，已经使本发明的技术内容非常清楚，但不能仅限于这些具体例子进行狭义地解释，在本发明的精神和以下记载的权利要求范围内，可进行各种各样的变更并予实施。
权利要求
1.一种开关电源装置，通过响应来自振荡部件(16)的振荡信号，开关元件(Tr1)接通输入直流电压，可得到所希望电平的电压输出，当过电流检测部件(11)检测到输出电流大于预定值时，过电流保护部件(12)将使开关脉冲宽度变窄来限制所述输出电流，该装置包括锁存部件(12)，将来自所述过电流检测部件的过电流检测输出锁存比直到所述过电流保护部件实现保护动作的延迟时间长的期间；第1振荡频率降低部件(18)，响应所述锁存部件(12)的输出，将所述振荡部件的振荡频率从正常时的第1振荡频率降低至低于该第1振荡频率、并且周期比所述延迟时间长的第2振荡频率；以及第2振荡频率降低部件(18)，检测预定电平的输出电压的降低，将所述振荡部件的振荡频率降低至比所述第2振荡频率低的第3振荡频率。
2.如权利要求1记载的开关电源装置，其中，将所述预定电平的输出电压根据输入电压来设定。
3.如权利要求1记载的开关电源装置，其中，设置调整部件(21)，以便与所述第2振荡频率降低部件(18)相关联，根据输入电压和输出电压来改变振荡频率。
4.如权利要求1记载的开关电源装置，其中，设置延迟部件(23)，与所述第1振荡频率降低部件(18)相关联，禁止在起动时由该第1振荡频率降低部件(18)的振荡频率变更动作。
5.如权利要求1记载的开关电源装置，其中，设置保持部件(C31)，与所述第1振荡频率降低部件(18)相关联，在所述锁存部件(12)和该第1振荡频率降低部件(18)之间保持所述锁存部件(12)的过电流检测输出。
6.如权利要求1记载的开关电源装置，其中，设置分频部件(41)，与所述锁存部件(12)相关联，对复位信号进行分频。
7.如权利要求1记载的开关电源装置，其中，设置分频部件(41)，对来自所述振荡部件(16)的复位信号进行分频，并供给所述锁存部件(12)。
全文摘要
一种通过缩短开关脉冲宽度进行过电流保护动作的开关电源装置，振荡频率变更电路在过电流检测电路检测过电流时降低振荡器的振荡频率，同时RS触发电路进行上述过电流保护动作。当因输出短路输出电压降低时，振荡频率变更电路将再次降低振荡器的振荡频率。考虑到过电流保护动作的响应延迟，在使正常负荷时频率高频化的构成中，通过RS触发电路将过电流检测输出供给振荡频率降低电路，不再需要用于防止寄生振荡的时间常数电路，可使集成电路本身的芯片尺寸小型化。其结果是在进行上述过电流保护动作的开关电源装置中，可使开关频率高频化、外附零件小型化以及集成电路本身小型化。
文档编号H02M3/155GK1400729SQ0213180
公开日2003年3月5日 申请日期2002年7月26日 优先权日2001年7月26日
发明者金森淳 申请人:夏普公司