专利名称：稳压电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于补偿电源电压波动和负载电压波动的补偿电路，尤其是用于具有可预先确定负载电压波动的耗电器具的补偿电路。
电压波动的一部分是由仪器的负载波动本身造成的。因而一个梯度放大器就对其供电来说按测量顺序会成为一种能引起电压波动的、差别很大的负载。
电源波动可借助一个预接的不中断供电(USV)或通过电源设备的变压器绕组的转换来控制。如在一个梯度放大器中出现的负载电压波动例如可通过一个电子电源设备或一个待稳压耗电器具的大型变压器电路来减弱。负载对待稳压耗电器具的变压器次级电压的干扰通常不能补偿。
美国专利说明书US 5610501公开了一种传输线的功率通量调节器。该功率通量调节器在这种情况下通过一并联变压器和一串联变压器与传输线连接，并具有一个由该并联变压器供电的整流电路和一个由整流电路馈给的逆变器，即直流变交流转换器(Wechselstromwandler)，该逆变器经该串联变压器加入一个带有与传输线电压有关的可控振幅和相位角的交流电压。
上述技术问题这样来解决用于补偿耗电器具上电压波动的补偿电路具有一变压器和一开关电源部件，其中变压器的初级绕组与电源电压耦接，开关电源部件与变压器的次级绕组耦接，开关电源部件的一个输出端与电源电压的一个极耦接，耗电器具与开关电源部件的另一个输出端和电源电压的另一个极耦接。耗电器具上的电压可以通过在负载情况下或在电源电压波动情况下开关电源部件输出一个叠加在耗电器具电源电压上的附加电压而使其稳定。
变压器和开关电源部件之间的耦接可以这样设计，使变压器的次级绕组已经向开关电源部件输送一个与电源电压同向的电压。这可以使得用于在负载情况下仅仅将变压器的次级绕组与耗电器具串联的开关电源部件的设计比较简单。
同样还可以让开关电源部件耦接在变压器的次级绕组上，耗电器具耦接在变压器的另一次级绕组上，其中开关电源部件的一个输出端耦接在电源电压的一个极上，开关电源部件的另一个输出端耦接在变压器初级绕组的一端，变压器初级绕组的另一端耦接在电源电压的另一个极上。在这种情况下，变压器初级绕组上的电压由电源电压和由一变压器的次级绕组供电的开关电源部件输出的电压组成。当待稳压的装置已经具有一个带有多个次级绕组的变压器时，这种电路是十分有利的，因为在这种情况下可以不用第二个变压器。
开关电源部件可以具有一个对输出到变压器次级绕组上的电压进行整流的整流电路和一个由开关元件组成、用于接通被整流电路整流过的电压的桥式电路，其中由开关元件组成的桥式电路的输入端耦接在整流电路的输出端上，由开关元件组成的桥式电路的输出端耦接在开关电源部件的两个输出端上。
为使整流电路输出的电压较平滑，可以使用充电电容器。通过一个耦接在电源部件输出端上的滤波器可去除电压的干扰部分。
由开关元件组成的桥式电路可以依据耗电器具上的电压降进行脉冲宽度调制。
为进行脉冲宽度调制也可以使用一个布置在整流电路和由开关元件组成的桥式电路之间的扼流圈换流器。
本发明的电路特别适用于医疗诊断仪器，像例如核自旋X光断层摄影装置，X光和计算机断层摄影装置。因此本发明也涉及到采用本发明电路的医疗诊断仪器。
图2示出第二种实施方式中开关电源部件具体结构型式；图3示出第二种实施方式的另一种具体结构型式；图4示出第三种实施方式的具体结构型式；图5示出第三种实施方式的第二种具体结构型式；图6示出第三种实施方式的第三种具体结构型式。
初级侧连接在电源L1～，N～上的变压器T2这样设计或者耦合在开关电源部件1上，使次级绕组产生一个与电源电压同向的电压。
在正常运行情况下，开关电源部件1中的输出端c和d短接，从而电源电压L1～，N～施加在耗电器具2上。如果耗电器具2上的电压由于电源电压波动和/或负载电压波动而下降到例如低于一个确定值，则开关电源部件1将两个输出端c和d与变压器T2次级绕组的两端连接，变压器将一附加电流输送给耗电器具2以补偿电压干扰。虽然由于所接通的变压器T2的次级绕组和现有的电源内阻产生的负载使变压器T2初级绕组上的电压继续下降，但是由于这种电压降低与开关电源部件1输出的电压相比很小，且变压器T2对此相应匹配，所以它很容易由本发明的电路补偿。变压器T2可以这样设计，使预期的电压干扰可以借助变压器T2次级绕组输出的电压补偿。
在
图1所示的实施方式中，耗电器具2为一个依据运行状态使电源具有不同负载的梯度放大器，其中在接通梯度放大器时所产生的负载可以预计或者可以计算的。变压器T2此时这样设计，使得在负载情况下，如果开关电源部件1将两个输出端c和d与变压器T2的次级绕组的两端连接，变压器T2的次级绕组加入一附加电压，该附加电压通过接通梯度放大器和由于接通变压器T1的次级绕组所产生的负载来补偿电压干扰。很容易看出，在本发明电路的这个这个实施方式中由于方便地接通变压器T1的次级绕组，开关电源部件1结构非常简单。尤其是可以不用复合的整流电路和反相换流电路(Wechselrichter-schaltung)。如图1所示，开关电源部件1中开关的控制借助一条来自耗电器具的控制线3或者例如通过检测通往耗电器具2的电流(图中未示出)来完成。
图2示出另一个实施方式(尤其是开关电源部件1)的具体结构型式。待稳压的耗电器具2在该实施方式中为变压器T1(如一梯度放大器的电源部件)，其中变压器T1的两个次级绕组之一上连接有电阻R1(交变负载)。变压器T1初级绕组的一端与开关电源部件1的一个接点c连接，变压器T1初级绕组的另一端与电源电压的零线N～连接。
开关电源部件1由变压器T2的次级绕组供电。由变压器T2的次级绕组输出的电压借助于整流电路D5至D8整流，从而充电电容器C1的接点a上的电压相对于接点b为正。该电压为由开关元件S1至S4组成的桥式电路的供电电压，二极管D1至D4分别与其并联连接。这里选择一个NPN晶体管的线路符号作为一个可控电子开关的标志。线圈L1与电容器C3共同构成一个滤波器，它将由桥式电路造成的开关干扰与电源变压器T1和电源相隔离。电容器C2与变压器T1的初级绕组并联。
假设开关S2和S4始终接通，开关S1和S3始终断开。在这种情况下，通过电流可以从相线L1～经过开关S2、二极管D4、线圈L1到达变压器T1，并且在相反方向可以从零线N～经过变压器T1、线圈L1、开关S4和二极管D2到达相线L1～，并且变压器T1在忽略损耗情况下直接与电源电压连接。通过整流电路D5至D8的电流不可能经过变压器T1，因为开关S1和S3断开。
通过脉冲宽度调制，开关S1和S3或者开关S2和S4可以在电容器C1非常大的前提下短时间调节到比变压器T1上的电源电压更低的电压，此时可能对过压作出反应。
电阻R1上的电压下降时，如果L1～相对于N～为正(正电源半波)，以较高频率(例如20kHz)交替断开开关S4和接通开关S3，其中开关S2保持接通并且开关S1保持断开。此时，开关S3与开关S4相比接通的时间越长，接点c上的电压相对于接点d越高。
电源电压为负半波时，以同样的方式对开关S2和S1交替进行脉冲宽度调制，其中开关S4保持接通，开关S3保持断开。
在一种脉冲宽度调制情况，其中使开关S3和S4例如接通同样长时间，电容器C3上滤波电压的高度相当于电容器C1上电压的50％左右。在调制开关S3和S4时(开关S2接通，开关S1断开)，电容器C3上接点c相对于接点d为正。因为开关S3和S4的调制(在输出状态时S2、S4始终接通)只有在L1～相对N～为正(即正半波)时才能进行，变压器T1的初级电压在正电源半波时变大。
同样，如果对开关S1和S2进行脉冲宽度调制，在负半波(L1～相对N～为负)时，变压器T1上的初级电压值升高，因为电容器C3的接点c相对于接点d为负。
这意味着，施加在变压器T1初级绕组上的电压借助于这种脉冲宽度调制将电源电压值升高了相当于由变压器T2的次级绕组输出的电压值。
如果在开关电源部件1的输出电压为零时接通开关S1和S3并始终断开开关S2和S4的话，可以取得同样效果。
为了升高变压器T1上的电压，这里在正电源半波时调制开关S1和S2，此时开关S3保持接通，开关S4保持断开，在负电源半波时调制开关S3和S4，开关S1保持接通，开关S2保持断开。
借助于开关电源部件1可以实施多种其它的调制方法。例如可以是同时接通开关S1和S4或开关S2和S3来进行调制。如果开关S1和S4或开关S2和S3的接通时间选择同样长，那么在一个操作周期中平均来说不会输出电压。相反，如果开关S2和S3的接通时间长于开关S1和S4的接通时间，那么就一个操作周期中的平均值来说，接点c相对于接点d为正。
图3示出本发明稳压电路的另一种变化方式，其中由开关元件S1至S4组成的桥式电路不承担脉冲宽度调制，而是起到反相换流器(Wechselrichter)的作用。
在此方式中，整流电路D5至D8给电容器C4充电。开关S5、二极管D9和线圈L2构成一个借助于脉冲宽度调制进行控制的扼流圈换流器(Drossel-wandler)，且调制过的电压通过电容器C1输送给由开关元件S1至S4组成的桥式电路。
开关元件S1至S4以电源频率连接。如果L1～为正，那么开关S2和S3接通，如果L1～为负，那么开关S1和S4接通。这种电路的优点是，可以避免脉冲宽度调制中的不对称，因为只对开关S5进行脉冲宽度调制，并且在正和负电源半波时同样使用其电压。
图4示出一个电路，其中在图2中所示的、由开关元件S1和S4组成的桥式电路同样在开关电源部件中承担脉冲宽度调制。然而，在此方式中开关电源部件1由变压器T1的次级绕组供电。如果待稳压的装置已经具有一个带有多个次级绕组的电源变压器T1的话，这种电路十分有利，因为在这种情况下，可以不用第二个变压器T2。
变压器T1带有输出电压U3的次级绕组无负载，带有输出电压U4的次级绕组以耗电器具R1为负载。当然，还可能存在着其它次级绕组和负载。如果输入电压U1变化，那么输出电压U3和U4同样变化。假设耗电器具R1负载随时间波动，那么电压U4同样具有相应的波动。由于变压器的部分损耗在(U3和U4共同的)初级绕组中下降，因此负载的变化也会对电压U3产生影响，然而其影响程度较小。负载的变化甚至会对初级绕组U1产生影响(其影响程度更小)，因为电源具有不为零的电源内阻。
如果对变压器电压U4的干扰进行补偿，那么类似于图2所描述的方式进行某种脉冲宽度调制就足够了，但此时要考虑由于接通次级绕组会在变压器T1上产生更高的电压干扰。然而，通过相应提高初级电压U1，次级电压U4可再升高到略高于其初始值之上，此时次级电压U2和U3也会再升高。此功率从带有输出电压U2的次级绕组中产生。
图5所示为图4实施方式的另一个变化方式，其中开关电源部件1如图4中一样由变压器T1的次级绕组供电，其中，如图3所示，开关元件组成的桥式电路起到反相换流器的作用，并且开关S5、二极管D9和线圈L2构成一个借助于脉冲宽度调制控制的扼流圈换流器。
在图2至图5所示方式中，由开关元件S1至S4构成的电桥插入电源相线L1～中，但它也可以在零线N～中。
假设在图2的电路中，虽然控制相同而开关元件的开关时间不等，例如一侧调制占51％，另一侧占49％，那么一个电源半波始终比另一个提高得更快。结果是变压器T1中产生一个直流，变压器T1可能饱和。
在与一种可以随时改变脉冲调制的快速反应的控制器的结合下，可能通过一个直流使变压器T1磁化。相反如果脉冲宽度调制始终对一种完全的正弦振荡(周期)保持不变，那么可以阻止这种磁化。该控制器允许例如始终在从负正弦半波向正正弦半波转换时或者例如始终在达到正网络振幅时改变脉冲宽度调制，然后来自控制器的脉冲宽度调制对一个周期不再变化。
此外，次级电压U2应当这样选择，使电源过电压、电源电压不足和电压干扰可以通过负载控制。为了能够对所有这些情况进行反应，必须在正常运行下已经完成脉冲宽度调制。
无负载(通过例如R1)时，变压器如同一个大的电感，就是说电流和电压90度相移，电流紧追电压。假设图2中R1的负载很小或完全没有，开关元件S1至S4这样调制，使得在输出电压为零时始终接通开关S2和S4。假设电源电压L1～恰好为正，但是趋于零。这样对开关S3和S4进行脉冲宽度调制，使开关S2始终接通。此时，在开关S4接通和开关S3断开情况下，电流通过开关S2和二极管D4流动，在开关S4断开和开关S3接通情况下，电流通过开关S2，且电流通过开关S3。此时，整流电路从D5至D8和电容器C1中获取能量。
如果L1～上的电压为零，那么电流处于其最大值。如果L1～变负，那么变换脉冲宽度调制，开关S4此时始终接通，对开关S1和S2进行脉冲宽度调制，但此时电流始终从L1～向变压器T1流动。如果接通开关S2，那么电流可以重新通过开关S2和二极管D4经线圈L1流向变压器T1。相反，如果断开开关S2，那么电流通过二极管D1向电容器C1的接点a流动，电流从接点b再通过二极管D4和线圈L1向变压器T1流动，由此使电容器C1充电。
电容器C1的容量大小必须至少使其通过变压器的感应电流充电所达到的电压不破坏电路。利用电容器C2可以设法补偿感应电流，但是这一点决不会完全达到。因此可以不用电容器C2，相反不能不用电容器C1。
如果电容器C1选择得非常大，那么即使是在一个以电阻R1为负载的变压器T1中，电容器C1上的电压与其说是整流过的正弦电压不如说是直流电压。因此，在脉冲宽度调制不变(例如50％)时，根据电源相位将一个正的或负的直流电压叠加在L1～的正弦电压上。于是初级电压U1例如会处于这种情况例如在+20伏时的起始，在其上加一个正的正弦半波，在+20伏时结束向-20伏跃变，在其上加一个负的正弦半波，再从-20伏向+20伏跃变等。
在许多情况下这不会造成损害。如果在次级绕组上连接一个带有一整流电路和大的充电电容器(如带有大C1的D5至D8)的耗电器具来替换R1，这甚至更有利，因为正弦半波+直流电压的曲线变化比带有相同振幅的的纯正弦波变化时更为平缓。
与纯正弦电压相比，带有充电电容器的整流电路中的通过电流要经过较长时间完成，充电电流峰值不再这么高。这种有利状况可以在电源的正弦振幅期间通过所取得的调节过程(调制)的反馈得到促进。
线圈L1和电容器C3的谐振从某种意义上说低于脉冲宽度调制的频率，因此为电源频率设计的变压器T1利用开关频率磁化并非多余，并避免了高频电源干扰。
如果变压器T1只有一个在其上连接有耗电器具R1的次级绕组，则这样进行调节使次级绕组的电压(振幅，有效值)满足所要求的标准。如果变压器T1上具有多个其上接有变化负载的次级绕组，且只调节变压器T1的一个次级绕组的电压，瞬时弱负载的次级绕组可能具有过电压。
为了防止出现这种情况，可以为控制器安装一个附加的无载测量绕组，利用其只检测变压器T1初级绕组中的电压损耗，并可对其进行调节(例如图2中的U2绕组)。
开关元件S1至S4在运行中的电压负载只有电容器C1上的电压那么高。此外，开关元件S1至S4必须承受的不是电源电压。因此开关损耗也相当低。如果电路与电源电压连接，则输出状态(例如开关S1和S3接通，开关S2和S4断开)应存在或者已经完成脉冲宽度调制，因为在开关S1至S4断开情况下开关电源部件1必须承受整个电源电压，这是由于安装了一条保护电路，例如跨接在桥式电路的输出端的DIAC(双向二极晶闸管)。
图6示出本发明用于匹配采用三角形接线法的三相变压器T1的电路。该电路由与图4相应的三个电路构成。在开关电源部件1a、1b、1c的输出端d1、d2、d3上连接有相应的相线L1～、L2～和L3～，取消了零线N～。
三相变压器T1的三个臂(Schenker)磁耦合。三个分开的调节电路可以轻微地相互影响。这可以这样来避免只用一个控制器将次级电压U3a、U3b、U3c调整到最大值或平均值，且预先确定三个桥式电路1a、1b、1c的脉冲宽度调制。
星形接法的三相变压器T1的电路由与图2、3、4或5相应的三个电路获得。
本发明并不局限于所述实施方式。例如也可以在图4或图5所示电路中采用图1中的开关电源部件1。
权利要求
1.一种用于补偿耗电器具上电压波动的补偿电路，包括一变压器(T2)和一开关电源部件(1)，其特征在于所述变压器(T2)的初级绕组耦接在电源电压(L1～，N～)上，该变压器(T2)的次级绕组耦接在开关电源部件(1)上，其中该开关电源部件(1)的一个输出端(d)与电源电压(L1～，N～)的一个极(L1～)耦接，该耗电器具(R1)与该开关电源部件(1)的另一个输出端(c)和电源电压的另一个极(N～)耦接。
2.按照权利要求1所述的电路，其特征在于所述开关电源部件(1)具有一个对所述变压器(T2)次级绕组输出的电压进行整流的整流电路(D5...D8)和一个由开关元件(S1...S4)组成、用于接通由该整流电路(D5...D8)整流过的电压的桥式电路，其中由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路的输入端与该整流电路(D5...D8)的输出端耦接，由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路的输出端耦接在该开关电源部件(1)的两个输出端上。
3.按照权利要求2所述的电路，其特征在于所述整流电路(D5...D8)有一充电电容器(C1)。
4.按照权利要求2或3所述的电路，其特征在于所述由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路的输出端上耦接一滤波器(L1，C3)。
5.按照权利要求2至4中任一项所述的电路，其特征在于所述由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路依据所述耗电器具(R1)上的电压降进行脉冲宽度调制。
6.按照权利要求2至4中任一项所述的电路，其特征在于所述由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路借助一个依据所述耗电器具(R1)上的电压降进行脉冲宽度调制的扼流圈换流器(S5，D9，L2)耦接在所述整流器电路(D5...D8)上。
7.按照权利要求1所述的电路，其特征在于所述变压器(T2)次级绕组的一端与电源电压(L1～，N～)的一个极(L1～)耦接，所述开关电源部件(1)根据电压波动将所述耗电器具(2)与电源电压(L1～，N～)的一个极(L1～)或者与该变压器(T2)次级绕组的另一端连接。
8.一种用于补偿耗电器具上电压波动的补偿电路，包括一变压器(T1)和一开关电源部件(1)，其特征在于在所述变压器(T1)的一个次级绕组上耦接有一耗电器具(R1)，在该变压器(T1)的另一个次级绕组上耦接所述开关电源部件(1)，其中该变压器(T1)初级绕组的一端耦接在该开关电源部件(1)的一个输出端(c)上，该变压器(T1)初级绕组的另一端耦接在电源电压(L1～，N～)的一个极(N～)上，且该开关电源部件(1)的另一个输出端(d)耦接在电源电压的另一个极(L1～)上。
9.按照权利要求8所述的电路，其特征在于所述开关电源部件(1)具有一个对所述变压器(T1)的另一个次级绕组输出的电压进行整流的整流电路(D5...D8)和一个由开关元件(S1...S4)组成、用于接通由该整流电路(D5...D8)整流过的电压的桥式电路，其中由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路的输入端与该整流电路(D5...D8)的输出端耦接，由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路的输出端耦接在该开关电源部件(1)的两个输出端上。
10.按照权利要求9所述的电路，其特征在于所述整流电路(D5...D8)有一充电电容器(C1)。
11.按照权利要求9或10所述的电路，其特征在于所述由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路的输出端上耦接一滤波器(L1，C3)。
12.按照权利要求9至11中任一项所述的电路，其特征在于所述由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路依据所述耗电器具(R1)上的电压降进行脉冲宽度调制。
13.按照权利要求9至11中任一项所述的电路，其特征在于所述由开关元件(S1...S4)组成的桥式电路借助一个依据所述耗电器具(R1)上的电压降进行脉冲宽度调制的扼流圈换流器(S5，D9，L2)耦接在所述整流器电路(D5...D8)上。
14.按照权利要求8所述的电路，其特征在于所述变压器(T1)另一个次级绕组的一端与电源电压(L1～，N～)的一个极(L1～)耦接，所述开关电源部件(1)根据电压波动将该变压器(T1)初级绕组的一端与电源电压(L1～，N～)的一个极(L1～)或者与该变压器(T1)另一个次级绕组的另一端连接。
全文摘要
本发明公开了一种可以在电源电压波动和负载波动下稳定变压器(T1)次级绕组电压的稳压电路，在此电路中或者从变压器(T1)的次级绕组或者从一辅助变压器(T2)中输出一辅助电压。通过脉冲宽度调制所获得的这一辅助电压的部分量与电源电压(L1～，N～)共同构成变压器(T1)的初级电压，从而达到所希望的稳压。
文档编号H02J9/06GK1412634SQ0214955
公开日2003年4月23日 申请日期2002年10月9日 优先权日2001年10月9日
发明者赫尔穆特·伦兹 申请人:西门子公司